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    • 专利摘要:
    一種電源轉換器的混合式補償電路及方法，根據與該電源轉換器的輸出電壓相關的回授信號及參考值產生數位信號，將該數位信號轉換為類比的第一信號，並藉可變偏移值偏移該第一信號產生第二信號，濾除該第二信號的高頻成分產生第三信號以穩定該輸出電壓。該混合式補償電路無需使用大電容，因此可以整合在積體電路中。
    公开号:TW201320568A
    申请号:TW100140680
    申请日:2011-11-08
    公开日:2013-05-16
    发明作者:Chien-Fu Tang；Jiun-Hung Pan；Isaac Y Chen
    申请人:Richtek Technology Corp；
    IPC主号:G05F1-00
    专利说明:
    電源轉換器的混合式補償電路及方法
    本發明係有關一種電源轉換器，特別是關於一種電源轉換器的補償電路及方法。
    在電源轉換器的回授迴路中，需要補償電路對相位邊限(phase margin)進行補償以使迴路穩定。傳統的類比式補償電路包括如圖1所示的EA型補償電路10或圖2所示的gm型補償電路14。參照圖1，EA型補償電路10包括誤差放大器12，電容C1及電阻R3串聯在誤差放大器12的反相輸入端及輸出端之間，電阻R4與電容C1及電阻R3並聯，誤差放大器12放大回授信號Vfb及參考值Vref之間的差值產生信號Vcomp以供電源轉換器穩定輸出電壓Vo，電阻R3、R4及電容C1用以補償信號Vcomp。在某些應用中，圖1的電阻R4可以省略。參照圖2，gm型補償電路14包括轉導放大器16，電阻R3及電容C1串聯在轉導放大器16的輸出端及地端GND之間，電容C2與電阻R3及電容C1並聯，轉導放大器將回授信號Vfb與參考值Vref之間的差值轉換為電流Icomp，電阻R3及電容C1、C2根據電流Icomp產生補償的信號Vcomp。使用外接式補償電路需要佔用控制IC的一支接腳，為了減少接腳數量，有越來越多的方案將補償電路整合到IC中，例如美國專利號7,504,888。一般而言，gm型補償電路14較容易整合在積體電路(IC)中，但是這些方案也有許多限制，一般來說，高切換頻率直流對直流電源轉換器的控制IC由於極點及零點大於10KHz，因此較容易將補償電路整合到IC中。而在低頻寬應用中，例如功率因數修正(Power Factor Correction;PFC)電源轉換器或是其他類似PFC的控制IC或電源轉換器，補償電路14需要大電容C1及C2，但是因為成本及面積的考量，大電容C1及C2很難全部整合到IC中。更具體而言，PFC電源轉換器的輸入電壓為具有60Hz交流頻率的交流電壓，因此其控制IC需要低增益及低頻的極點及零點來達成低頻寬迴路以濾除交流頻率，因此補償電路14需要大電容C1及C2來進行補償，使信號Vcomp的變化較緩慢，才能濾除該交流頻率。然而在IC中無法實現符合需求的大電容C1及C2，因此需要使用一支接腳外接大電容C1及C2，若想要縮小電容C1及C2使其可以整合到IC中，則需要將電流Icomp降到奈(nano)安培等級或皮(pico)安培等級，但是如此小的電流很容易受到製程影響而無法準確控制，因此難以實現。
    由於類比式補償電路不易整合，因此有不少數位式補償電路被提出，例如美國專利號7,743,266及7,894,218，這些數位式補償電路雖然可以整合在PFC電源轉換器的控制IC中，但是通常需要複雜的數位信號處理(Digital Signal Processing;DSP)演算法，因而需要佔用較大的晶片面積，導致成本上升及晶片尺寸增加。另一方面，變化緩慢的信號Vcomp會造成電源轉換器無法快速反應負載暫態，導致輸出電壓Vo發生大的電壓落差(drop)或過衝(overshoot)。
    本發明的目的之一，在於提出一種結合類比及數位電路的混合式補償電路及方法。
    本發明的目的之一，在於提出一種整合在IC中以減少接腳的混合式補償電路及方法。
    本發明的目的之一，在於提出一種減少晶片面積及成本的混合式補償電路。
    本發明的目的之一，在於提出一種改善負載暫態的混合式補償電路及方法。
    本發明的目的之一，在於提出一種具有二極點及一零點的混合式補償電路。
    根據本發明，一種電源轉換器的混合式補償電路包括數位信號產生器根據與該電源轉換器的輸出電壓相關的回授信號及參考值產生數位信號，數位類比轉換器將該數位信號轉換為類比的第一信號，注入偏移器根據可變偏移值偏移該第一信號產生第二信號，以及低通濾波器濾除該第二信號的高頻成分產生第三信號供該電源轉換器穩定該輸出電壓。
    根據本發明，一種電源轉換器的混合式補償方法包括根據與該電源轉換器的輸出電壓相關的回授信號及參考值產生數位信號，將該數位信號轉換為類比的第一信號，提供隨該回授信號與該參考值之間的差值改變的可變偏移值，根據該可變偏移值偏移該第一信號產生第二信號，以及濾除該第二信號的高頻成分產生第三信號供該電源轉換器穩定該輸出電壓。
    藉該數位信號產生器及該數位類比轉換器提供第一極點，該注入偏移器提供零點，該低通濾波器提供第二極點，該混合式補償電路可以模擬類比式補償電路的功能，因此可以取代類比式補償電路，而且不需要大電容，可以輕易地整合到電源轉換器的控制IC中，減少控制IC的接腳數量。
    由於該混合式補償電路係結合類比及數位電路，因此相對於數位式補償電路來說，其電路較簡單，也不需要複雜的DSP演算法，因而能減少晶片面積及成本。
    在電源轉換器發生負載暫態時，該混合式補償電路可以立即將該數位信號調升到最大值或調降到最小值，或是將該數位信號以最快頻率調升或調降，因此可以改善負載暫態響應。
    參照圖3，根據本發明的混合式補償電路20可以應用在各種類型的電源轉換器，例如直流對直流電源轉換器及PFC電源轉換器。在混合式補償電路20中，數位信號產生器22根據與電源轉換器的輸出電壓相關的回授信號Vfb1及參考值Vref1產生數位信號Sd，數位類比轉換器(Digital-to-Analog Converter;DAC)24將數位信號Sd轉換為類比的第一信號Va1，偏移注入器(offset injector)26提供可變偏移值偏移第一信號Va1產生第二信號Va2，低通濾波器(Low Pass Filter;LPF)28濾除第二信號Va2的高頻成分產生第三信號Vcomp供穩定電源轉換器的輸出電壓。混合式補償電路20係模擬如圖2所示的gm型補償電路14。眾所周知，gm型補償電路14提供二極點及一零點，混合式補償電路20同樣可以提供二極點及一零點，詳言之，數位信號產生器22及DAC 24可視為第一極點產生器提供第一極點，偏移注入器26可視為零點產生器提供零點，LPF 28可視為第二極點產生器提供第二極點。
    圖4係混合式補償電路20的第一實施例。為了實現低頻的第一極點，使用數位信號產生器22及DAC 24模擬gm型補償電路14的轉導放大器16。圖4的數位信號產生器22包括比較器30比較回授信號Vfb1及參考值Vref1產生比較信號Sc1，反相器32將比較信號Sc1反相產生信號Sc2給控制器42，振盪器40提供時脈信號Clk給控制器42及升降計數器44，控制器42因應時脈信號Clk對信號Sc2取樣，當取樣結果表示回授信號Vfb1大於參考值Vref1時，控制器42發出控制信號Down給升降計數器44以調降數位信號Sd一個位元，進而調降電源轉換器的輸出功率。當取樣結果表示回授信號Vfb1低於參考值Vref1時，控制器42發出控制信號Up給升降計數器44以調升數位信號Sd一個位元，進而調升電源轉換器的輸出功率。升降計數器44根據時脈信號Clk取樣控制器42所輸出的控制信號Up及Down以調整數位信號Sd。DAC 24將數位信號Sd轉換為第一信號Va1。DAC 24係相當常見的電路，其內部電路及操作於此不再贅述。在時脈信號Clk為低頻時，取樣的頻率較低，數位信號Sd的變化較緩慢，導致混合式補償電路20輸出的第三信號Vcomp變化緩慢，此效果如同gm型補償電路14使用大電容C1及C2一樣。
    在電源轉換器發生負載暫態時，若混合式補償電路20輸出的第三信號Vcomp仍緩慢變化，將無法快速反應，造成輸出電壓Vo發生大的電壓落差或過衝。為了改善此問題，圖4的數位信號產生器22還包括磁滯比較器34比較回授信號Vfb1及臨界值VH1產生比較信號SH給控制器42，磁滯比較器36比較回授信號Vfb1及臨界值VL1產生比較信號SL給控制器42，以及運算轉導放大器38放大回授信號Vfb1及參考值Vref1之間的差值ΔV產生頻率調整信號Sfm給振盪器40以調整時脈信號Clk的頻率。當回授信號Vfb1及參考值Vref1之間的差值ΔV增加時，頻率調整信號Sfm將調高時脈信號Clk的頻率以加快取樣頻率，進而加快數位信號Sd的變化以及加快第三信號Vcomp的扭轉率(slew rate)，當回授信號Vfb1大於臨界值VH1或小於臨界值VL1時，磁滯比較器34或36送出比較信號SL或SH給振盪器40，以使時脈信號Clk的頻率上升至最大值，進而使數位信號Sd以最大頻率調升或調降。此外，在回授信號Vfb1大於臨界值VH1時，控制器42亦根據比較信號SL發出控制信號Down_limit給升降計數器44，使該升降計數器44以最大頻率將數位信號Sd調降到最小值以提高第三信號Vcomp的扭轉率，使電源轉換器的輸出功率快速減少，使輸出電壓快速地下降至預設準位。同樣的，在回授信號Vfb1小於臨界值VL1時，控制器42根據比較信號SH發出控制信號Up_limit給升降計數器44，使該升降計數器44以最大頻率將數位信號Sd調升到最大值，因而提高第三信號Vcomp的扭轉率，使電源轉換器的輸出功率上升，使輸出電壓快速上升到預設準位。在其他實施例中，當回授信號VFB1大於或小於臨界值VH1或VL1時，使升降計數器44也可以立即將數位信號Sd調升到最小值或最大值。在發生負載暫態時，回授信號Vfb1及參考值Vref1之間的差值ΔV增加，故控制器42及升降計數器44的取樣頻率加快，因此加快第三信號Vcomp的扭轉率(slew rate)，而且在回授信號Vfb1大於臨界值VH1或小於臨界值VL1時可以使數位信號Sd立即或以最快頻率下降到最小值或上升到最大值，故能有效改善電源轉換器的負載暫態響應。
    圖2的轉導放大器16的電流-電壓特性曲線如圖5所示，從圖2可得
    Ce×Vcomp=Icomp×T，　公式1
    其中Ce為電容C1及C2的等效電容，T為產生電流Icomp的時間。從公式1可進一步推得
    Icomp/Ce=Vcomp/T，　公式2
    由公式2可知電流Icomp及電容Ce決定一電壓變化率dVcomp/dt，又電容Ce為定值，故電流Icomp正比於電壓變化率dVcomp/dt，因此圖5的Y軸也可以視為電壓變化率dVcomp/dt。圖3的數位信號產生器22及DAC 24模擬轉導放大器16也可以得到類似的電壓變化率，例如圖6係圖4的DAC 24的第一信號Va1的電壓變化率dVa1/dt(即扭轉率)對數位信號產生器22的輸入電壓Vfb1的特性曲線，在臨界值VL1和VH1之間和圖5的曲線是一樣的，在兩端則有遲滯區域，當回授信號Vfb1上升到大於臨界值VH1時，數位信號Sd以最快取樣頻率被調降，故第一信號Va1具有最快負向電壓變化率-dVa1/dt_max，直到回授信號Vfb1下降到小於磁滯臨界值Vhy1，第一信號Va1的電壓變化率dVa1/dt才回到原來的水準；同樣的，當回授信號Vfb1下降到小於臨界值VL1時，數位信號Sd以最快時脈信號Clk的頻率被調升，故第一信號Va1具有最快正向電壓變化率dVa1/dt_max，直到回授信號Vfb1上升到大於磁滯臨界值Vhy2，第一信號Va1的電壓變化率dVa1/dt才回到原來的水準。
    在圖4的實施例中，偏移注入器26包括電流源46及開關M1串聯在電源端Vcc及電阻Rof的第一端54之間，電流源48及開關M2串聯在電阻Rof的第一端54及地端GND之間，電流源50及開關M3串聯在電源端Vcc及電阻Rof的第二端56之間，電流源52及開關M4串聯在電阻Rof的第二端56及地端GND之間。開關M1及M4受控於來自控制器42的控制信號Down，開關M2及M3受控於來自控制器42的控制信號Up，藉控制開關M1、M2、M3及M4，可以決定電阻Rof上電流Iof的方向。電流源46、48、50及52根據來自運算轉導放大器38的頻率調整信號Sfm決定電流Iof的大小，進而決定可變偏移值Vof以偏移第一信號Va1產生第二信號Va2。由於頻率調整信號Sfm係與回授信號Vfb1及參考值Vref1之間的差值ΔV有關，因此可變偏移值Vof亦隨差值ΔV變化。在其他實施例中，電流源46、48、50及52亦可改為根據其他與差值ΔV相關的信號來決定電流Iof。圖4的低通濾波器28包括由電阻Rf及電容Cf組成的RC濾波器，對第二信號Va2濾波產生第三信號Vcomp。從控制迴路的物理意義來看，gm補償電路14的零點係作為相位領先(phase lead)補償，而第二極點則類似低通濾波器，因此本發明的混合式補償電路20利用偏移注入器44提供瞬間的電壓變化來模擬零點的作用，並以RC濾波器實現第二極點。
    圖7係圖3的混合式補償電路20的第二實施例，數位信號產生器22包括多工器60根據脈衝信號Sp1~Sp5依序將臨界值VH1、臨界值VH2、參考值Vref1、臨界值VL2及臨界值VL1提供給比較器62的非反相輸入端，其中VH1>VH2>Vref1>VL2>VL1，比較器62的反相輸入端接收回授信號Vfb1，比較器62將回授信號Vfb1分別比較臨界值VH1、VH2、VL1及VL2及參考值Vref1，並將比較信號傳送給控制器42，控制器42根據時脈信號Clk及脈衝信號Sp1~Sp5對比較器62所輸出的比較信號取樣，據以決定控制信號Up或Down給升降計數器44以調升或調降數位信號Sd，控制器42亦根據比較結果判斷回授信號Vfb1是否大於最大的臨界值VH1或小於最小的臨界值VL1，若回授信號Vfb1大於臨界值VH1，控制器42發出控制信號Down_limit使升降計數器44立即或以最大頻率將數位信號Sd調降至最小值以加大第三信號Vcomp的扭轉率，若回授信號Vfb1小於臨界值VL1，控制器42發出控制信號Up_limit使升降計數器44立即或以最大頻率將數位信號Sd調升至最大值以加大第三信號Vcomp的扭轉率。控制器42也根據比較結果決定頻率調整信號Sfm給振盪器40以調整時脈信號Clk的頻率，當回授信號Vfb1與參考值Vref1之間的差值越大時，時脈信號Clk的頻率越高，以加大第三信號Vcomp的扭轉率，改善負載暫態響應。當回授信號Vfb1大於臨界值VH1或小於臨界值VL1時，頻率調整信號Sfm將使時脈信號Clk的頻率調升至最大值，以加快控制器42及升降計數器44的取樣頻率。脈衝產生器64根據時脈信號Clk產生脈衝信號Sp1~Sp5如圖8所示，在時脈信號Clk的每一個週期T內，脈衝產生器64依序產生脈衝信號Sp1~Sp5給多工器60。
    圖7的偏移注入器26係將圖4的電阻Rof改為由開關控制之可變電阻，其阻值隨回授信號Vfb1及參考值Vref1之間的差值ΔV改變，電流源46、48、50及52提供固定電流，故通過可變電阻Rof的電流Iof係定值。在此實施中，可變電阻Rof包括三個串聯的電阻Ra、Rb及Rc，每一個電阻Ra、Rb及Rc各與開關Ma、Mb及Mc並聯，根據差值ΔV產生的信號Sa、Sb及Sc分別控制開關Ma、Mb及Mc以調整可變電阻Rof的阻值，進而產生隨差值ΔV變化的可變偏移值Vof以偏移第一信號Va1產生第二信號Va2。
    圖9係圖7的DAC 24的第一信號Va1的電壓變化率dVa1/dt對數位信號產生器22的輸入電壓Vfb1的特性曲線，當回授信號Vfb1上升到大於臨界值VH1時，數位信號Sd以最快頻率被調降，故第一信號Va1具有最快負向電壓變化率-dVa1/dt_max，直到回授信號Vfb1下降到小於臨界值VH2，第一信號Va1的電壓變化率才回到原來的水準；同樣的，當回授信號Vfb1下降到小於臨界值VL1時，數位信號Sd以最快頻率被調升，故第一信號Va1具有最快正向電壓變化率dVa1/dt_max，直到回授信號Vfb1上升到大於磁滯臨界值VL2，第一信號Va1的變化速度才回到原來的水準。在圖7的實施例中，隨著設定的臨界值個數的增加，圖9的特性曲線將趨近於圖6的特性曲線。
    圖10係圖3的混合式補償電路20的第三實施例，數位信號產生器22包括比較器70比較回授信號Vfb1及臨界值VH1產生比較信號SB1，比較器72比較回授信號Vfb1及臨界值VH2產生比較信號SB2，比較器74比較回授信號Vfb1及參考值Vref1產生比較信號SB3，比較器76比較回授信號Vfb1及臨界值VL2產生比較信號SB4，比較器78比較回授信號Vfb1及臨界值VL1產生比較信號SB5，控制器80根據比較信號SB1、SB2、SB3、SB4及SB5從時脈信號Clk1、Clk2、Clk3、Clk4及Clk5中選擇其中一個作為時脈Clk給升降計數器44，當回授信號Vfb1大於最大的臨界值VH1或小於最小的臨界值VL1時，控制器80選擇頻率最高的時脈信號Clk1給升降計數器44，升降計數器44因應時脈信號Clk對比較信號SB3取樣，並根據取樣結果調升或調降數位信號Sd一個位元，當回授信號Vfb1大於最大的臨界值VH1或小於最小的臨界值VL1時，升降計數器44因應比較信號SB1或SB5立即或以最大頻頻將數位信號Sd調降至最小值或調升至最大值以加大第三信號Vcomp的扭轉率，振盪器40提供具有頻率f的時脈信號Clk1，除頻器82對時脈信號Clk1除頻產生具有頻率f/2的時脈信號Clk2，除頻器84對時脈信號Clk2除頻產生具有頻率f/4的時脈信號Clk3，除頻器86對時脈信號Clk3除頻產生具有頻率f/8的時脈信號Clk4，除頻器88對時脈信號Clk4除頻產生具有頻率f/16的時脈信號Clk5。在此混合式補償電路中，DAC 24的第一信號Va1的電壓變化率dVa1/dt對數位信號產生器22的輸入電壓Vfb1的特性曲線如圖9所示。
    圖10的LPF 28包括低頻寬的運算放大器90具有反相輸入端接收來自偏移注入器26的第二信號Va2，以及非反相輸入端連接LPF 28的輸出端Vcomp，電阻R5及補償電容C3串聯在運算放大器90的輸出端及LPF 28的輸出端Vcomp之間，用以穩定第三信號Vcomp，電晶體M5連接在電源端Vcc及LPF 28的輸出端Vcomp之間，電晶體M5的閘極連接運算放大器90的輸出端，電阻R6連接在LPF 28的輸出端Vcomp及地端GND之間。
    圖11顯示本發明的功效，使用圖2的gm型類比式補償電路14產生的電源轉換器的輸出電壓Vo和信號Vcomp分別如波形92及96所示，使用本發明的混合式補償電路20產生的電源轉換器的輸出電壓Vo和第三信號Vcomp分別如波形94及98所示，其幾乎與使用gm型類比式補償電路14的效果相同，而且在時間t1所示的負載暫態發生時，也有良好的暫態響應，故混合式補償電路20確實可以取代傳統的類比式補償電路14。混合式補償電路20可以降低時脈信號Clk的頻率來達成類比式補償電路14中大電容C1及C2穩定信號Vcomp的功效，因此混合式補償電路20無需使用大電容C1及C2，可以輕易的整合到控制IC中以減少接腳數量。混合式補償電路20係混合類比電路及數位電路，因此相對於數位式補償電路來說，混合式補償電路20較簡單，故佔用較少的晶片面積，而且無需使用複雜DSP演算法，可簡化設計及降低成本。
    10．．．EA型補償電路
    12．．．誤差放大器
    14．．．gm型補償電路
    16．．．轉導放大器
    20．．．混合式補償電路
    22．．．數位信號產生器
    24．．．數位類比轉換器
    26．．．偏移注入器
    28．．．低通濾波器
    30．．．比較器
    32．．．反相器
    34．．．磁滯比較器
    36．．．磁滯比較器
    38．．．運算轉導放大器
    40．．．振盪器
    42．．．控制器
    44．．．升降計數器
    46．．．電流源
    48．．．電流源
    50．．．電流源
    52．．．電流源
    54．．．電阻Rof的第一端
    56．．．電阻Rof的第二端
    60．．．多工器
    62．．．比較器
    64．．．脈衝產生器
    70．．．比較器
    72．．．比較器
    74．．．比較器
    76．．．比較器
    78．．．比較器
    80．．．控制器
    82．．．除頻器
    84．．．除頻器
    86．．．除頻器
    88．．．除頻器
    90．．．運算放大器
    92．．．電源轉換器的輸出電壓
    94．．．電源轉換器的輸出電壓
    96．．．回授信號
    98．．．回授信號
    圖1係傳統的EA型補償電路；
    圖2係傳統的gm型補償電路；
    圖3係根據本發明的混合式補償電路；
    圖4係圖3的混合式補償電路的第一實施例；
    圖5係圖2的轉導放大器的電流-電壓特性曲線；
    圖6係圖4的第一信號Va1的電壓變化率dVa1/dt對電壓Vref1-Vfb1的特性曲線；
    圖7係圖3的混合式補償電路的第二實施例；
    圖8係圖7的時脈信號及脈衝信號的時序圖；
    圖9係圖7的第一信號Va1的電壓變化率dVa1/dt對電壓Vref1-Vfb1的特性曲線；
    圖10係圖3的混合式補償電路的第三實施例；以及
    圖11係使用圖2的gm型類比式補償電路及本發明的混合式補償電路產生的電源轉換器的輸出電壓和信號Vcomp。
    20．．．混合式補償電路
    22．．．數位信號產生器
    24．．．數位類比轉換器
    26．．．偏移注入器
    28．．．低通濾波器
    权利要求:
    Claims (30)
    [1] 一種電源轉換器的混合式補償電路，包括：數位信號產生器，根據回授信號及參考值產生數位信號，其中該回授信號與該電源轉換器的輸出電壓相關；數位類比轉換器，連接該數位信號產生器，將該數位信號轉換為類比的第一信號；偏移注入器，連接該數位類比轉換器，提供可變偏移值以偏移該第一信號產生第二信號，其中該可變偏移值係由該回授信號與該參考值之間的差值決定；以及低通濾波器，連接該偏移注入器，濾除該第二信號的高頻成分產生第三信號供該電源轉換器穩定該輸出電壓。
    [2] 如請求項1之混合式補償電路，其中該數位信號產生器包括：比較器，比較該回授信號及該參考值產生比較信號；控制器，連接該比較器，因應時脈信號對該比較信號取樣以決定控制信號；以及升降計數器，連接該控制器，提供該數位信號並根據該時脈信號取樣該控制信號以調整該數位信號。
    [3] 如請求項2之混合式補償電路，更包括：第二比較器，連接該控制器，在該回授信號大於第一臨界值時產生第二比較信號給該控制器；以及第三比較器，連接該控制器，在該回授信號小於第二臨界值時產生第三比較信號給該控制器；其中，該控制器根據該第二比較信號及第三比較信號，使該數位信號立即調降到最小值或調升到最大值。
    [4] 如請求項2之混合式補償電路，更包括：振盪器，連接該控制器，提供該時脈信號；以及運算轉導放大器，連接該振盪器，放大該回授信號及該參考值之間的差值產生頻率調整信號給該振盪器，以調整該時脈信號的頻率；其中，當該回授信號及該參考值之間的差值增加時，該時脈信號的頻率增加。
    [5] 如請求項4之混合式補償電路，更包括：第二比較器，連接該振盪器，在該回授信號大於第一臨界值時產生第二比較信號給該振盪器；以及第三比較器，連接該振盪器，在該回授信號小於第二臨界值時產生第三比較信號給該振盪器；其中，該振盪器根據該第二比較信號及第三比較信號，調升該時脈信號的頻率至最大值，以使該數位信號以最大頻率調升至最大值或調降至最小值。
    [6] 如請求項1之混合式補償電路，其中該數位信號產生器包括：比較器，比較其兩輸入端的信號產生比較信號，其中該兩輸入端的第一輸入端接收該回授信號；振盪器，提供時脈信號，並根據頻率調整信號調整該時脈信號的頻率；多工器，連接該比較器，在該時脈信號的每一個週期中，依序將多個臨界值及該參考值供應到該兩輸入端的第二輸入端；控制器，連接該比較器及振盪器，根據該比較信號決定控制信號及該頻率調整信號；升降計數器，連接該控制器及振盪器，提供該數位信號並根據該時脈信號取樣該控制信號以調整該數位信號；以及脈衝產生器，連接該振盪器及多工器，因應該時脈信號產生多個脈衝信號給該多工器，以使該多工器依序將該多個臨界值及該參考值供應到該比較器的第二輸入端。
    [7] 如請求項6之混合式補償電路，其中該時脈信號的頻率在該回授信號大於該多個臨界值的最大值或小於該多個臨界值的最小值時，調整至最高值。
    [8] 如請求項1之混合式補償電路，其中該數位信號產生器包括：第一比較器，將該回授信號與該參考值比較產生第一比較信號；多個第二比較器，將該回授信號分別與多個臨界值比較產生多個第二比較信號；控制器，連接該第一比較器及該多個第二比較器，根據該第一比較信號及該多個第二比較信號從多個時脈信號中選擇其中一個輸出；以及升降計數器，連接該第一比較器及該控制器，提供該數位信號，根據該控制器輸出的時脈信號對該第一比較信號取樣，並根據取樣結果調整該數位信號。
    [9] 如請求項8之混合式補償電路，其中該控制器在該回授信號大於該多個臨界值的最大值或小於該多個臨界值的最小值時，選擇頻率最高的時脈信號。
    [10] 如請求項6或8之混合式補償電路，其中該升降計數器在該回授信號大於該多個臨界值的最大值或小於該多個臨界值的最小值時，立即將該數位信號調降到最小值或調升到最大值。
    [11] 如請求項6或8之混合式補償電路，其中該升降計數器在該回授信號大於該多個臨界值的最大值或小於該多個臨界值的最小值時，以最大頻率將該數位信號調降到最小值或調升到最大值。
    [12] 如請求項1之混合式補償電路，其中該偏移注入器包括：電阻，具有第一端連接該數位類比轉換器，以及第二端連接該低通濾波器，提供該可變偏移值；第一電流源，提供隨該差值變化的電流；第一開關，與該第一電流源串聯到該第一端，受控於第一控制信號；第二電流源，提供隨該差值變化的電流；第二開關，與該第二電流源串聯到該第一端，受控於第二控制信號；第三電流源，提供隨該差值變化的電流；第三開關，與該第三電流源串聯到該第二端，受控於該第二控制信號；第四電流源，提供隨該差值變化的電流；以及第四開關，與該第四電流源串聯到該第二端，受控於該第一控制信號。
    [13] 如請求項1之混合式補償電路，其中該偏移注入器包括：可變電阻，具有第一端連接該數位類比轉換器，以及第二端連接該低通濾波器，提供該可變偏移值，其中該可變電阻的阻值隨該差值改變；第一電流源，提供定電流；第一開關，與該第一電流源串聯到該第一端，受控於第一控制信號；第二電流源，提供定電流；第二開關，與該第二電流源串聯到該第一端，受控於第二控制信號；第三電流源，提供定電流；第三開關，與該第三電流源串聯到該第二端，受控於該第二控制信號；第四電流源，提供定電流；以及第四開關，與該第四電流源串聯到該第二端，受控於該第一控制信號。
    [14] 如請求項1之混合式補償電路，其中該低通濾波器包括由電阻及電容組成的RC濾波器。
    [15] 如請求項1之混合式補償電路，其中該低通濾波器包括：低頻寬的運算放大器，具有第一輸入端接收該偏移注入器輸出的第二信號以及第二輸入端連接該低通濾波器的輸出端；以及補償電容。
    [16] 一種電源轉換器的混合式補償方法，包括下列步驟：(A)根據與該電源轉換器的輸出電壓相關的回授信號及參考值產生數位信號；(B)將該數位信號轉換為類比的第一信號；(C)提供隨該回授信號與該參考值之間的差值改變的可變偏移值；(D)根據該可變偏移值偏移該第一信號產生第二信號；以及(E)濾除該第二信號的高頻成分產生第三信號供該電源轉換器穩定該輸出電壓。
    [17] 如請求項16之混合式補償方法，其中該步驟A包括：比較該回授信號及該參考值產生比較信號；因應時脈信號對該比較信號取樣；以及根據取樣結果調升或調降該數位信號。
    [18] 如請求項17之混合式補償方法，更包括根據該回授信號決定該時脈信號的頻率。
    [19] 如請求項18之混合式補償方法，其中該決定該時脈信號的頻率的步驟包括根據該回授信號及該參考值之間的差值決定該時脈信號的頻率。
    [20] 如請求項18之混合式補償方法，更包括在該回授信號大於第一臨界值或小於第二臨界值時，調整該時脈信號的頻率至最高值。
    [21] 如請求項18之混合式補償方法，更包括：在該回授信號大於該第一臨界值時，以該時脈信號的最大頻率調降該數位信號至最小值；以及在該回授信號小於第二臨界值時，以該時脈信號的最大頻率調升該數位信號至最小值或最大值。
    [22] 如請求項18之混合式補償方法，其中該決定該時脈信號的頻率的步驟包括下列步驟：將該回授信號分別與多個臨界值及該參考值比較產生比較信號；以及根據該比較信號決定該時脈信號的頻率。
    [23] 如請求項22之混合式補償方法，更包括在該回授信號大於該多個臨界值的最大值或小於該多個臨界值的最小值時，調整該時脈信號的頻率至最高值。
    [24] 如請求項22之混合式補償方法，更包括：在該回授信號大於該多個臨界值的最大值時，以該時脈信號的最大頻率調降該數位信號至最小值；以及在該回授信號小於該多個臨界值的最小值時，以該時脈信號的最大頻率調升該數位信號至最大值。
    [25] 如請求項16之混合式補償方法，其中該步驟A包括：提供多個時脈信號；將該回授信號分別與多個臨界值及該參考值比較得到比較信號；根據該比較信號從該多個時脈信號選擇其中一個；因應選擇的時脈信號對該比較信號取樣；以及根據取樣結果調升或調降該數位信號。
    [26] 如請求項25之混合式補償方法，更包括在該回授信號大於該多個臨界值的最大值或小於該多個臨界值的最小值時，選擇頻率最高的時脈信號對該比較信號取樣。
    [27] 如請求項25之混合式補償方法，更包括：在該回授信號大於該多個臨界值的最大值時，選擇頻率最高的時脈信號調降該數位信號至最小值；以及在該回授信號小於該多個臨界值的最小值時，選擇頻率最高的時脈信號調升該數位信號至最大值。
    [28] 如請求項16之混合式補償方法，更包括：在該回授信號大於第一臨界值時，立即調降該數位信號到最小值；以及在該回授信號小於第二臨界值時，立即調升該數位信號到最大值。
    [29] 如請求項16之混合式補償方法，其中該步驟C包括施加隨該回授信號與該參考值之間的差值改變的電流到電阻以產生該可變偏移值。
    [30] 如請求項16之混合式補償方法，其中該步驟C包括施加電流到隨該回授信號與該參考值之間的差值改變的可變電阻以產生該可變偏移值。
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