台湾专利TW201310900A 差動傳輸電路及印刷電路板

专利PDF首页>>台湾专利

专利附录

专利说明

权利要求

类似技术

同族专利

引用文献

法律状态

优先权

专利摘要:
差動傳輸電路包括：差動訊號發送和接收單元，係藉由具有電感器單元之差動訊號佈線來予以連接，該電感器單元係由設置在第一和第二訊號線上之磁性耦合的第一和第二電感器所組成；輸入側電容器單元，包括第一輸入側電容器和第二輸入側電容器，該第一輸入側電容器具有一端子連接到第一電感器訊號輸入端子而另一端子接地，且第二輸入側電容器具有一端子連接到第二電感器訊號輸入端子而另一端子接地；以及輸出側電容器單元，包括第一輸出側電容器和第二輸出側電容器，該第一輸出側電容器具有一端子連接到第一電感器訊號輸出端子而另一端子接地，且該第二輸出側電容器具有一端子連接到第二電感器訊號輸出端子而另一端子接地。
公开号:TW201310900A
申请号:TW101129529
申请日:2012-08-15
公开日:2013-03-01
发明作者:Yasuhiro Takahashi
申请人:Canon Kk；
IPC主号:H03H7-00

专利说明:
差動傳輸電路及印刷電路板
本發明係相關於應用到電裝置和電子裝置、控制裝置等等的數位資料傳輸系統之差動傳輸電路，以及印刷電路板。
近年來的多功能裝置和數位相機以高速傳送大量的數位訊號，以回應更高的速度和更高的鮮豔色彩之需求。為了以高速傳送大量資料，傳輸路徑的數目增加或傳輸速度增加。關於前者情況，能夠增加的傳輸路徑之數目被侷限在尺寸縮減且高密度的電子印刷佈線板中。再者，在經由纜線的傳輸之情況中，纜線的佈線數目增加直接致使成本增加。此外，由於歪斜以及傳輸速度的提高，所以訊號間之時序的擾動相當明顯，而且難以滿足建立/保持。因此，廣泛地使用能夠利用較少的傳輸路徑以高速傳送大量資料之差動串聯傳輸系統。在差動串聯傳輸系統中，來自發送側IC之諸如資料、位址、控制線等的低速並列訊號被串聯化及作為差動訊號而被輸出到發送路徑，且作為所發送之差動訊號的串聯訊號被解串聯於接收側IC上而被轉換成並列訊號。需注意的是，從發送側IC發送到接收側IC之時脈訊號可以是時脈嵌入型傳輸系統的時脈訊號，而在時脈嵌入型傳輸系統中，時脈訊號被包括在上述並列訊號中而被串聯化和發送；或者傳輸系統或時脈獨立型傳輸系統的時脈訊號，而在此時脈獨立型傳輸系統中，除了上述的並列訊號之外，只有時脈訊號被分開發送。
另一方面，在諸如纜線等長的有耗損傳輸路徑上發送高速訊號之情況中，在纜線用作為天線的同時，藉由包括在差動訊號中之諧波成分來發射電磁波，其可能會影響其他裝置的操作。為此理由，要抑制來自裝置的電磁干擾(EMI)。
再者，經由串聯傳輸中之矩形波來發送資料訊號。圖8A示意地圖解所發送的訊號之正常模式成分的光譜。如同從圖8A可瞭解般，正常模式成分的光譜被表示成sinc函數。此處，在高速的串聯傳輸中，接收側IC上之資料再生用的正常模式之淨最小光譜為圖8A中之第一波封(envelope)部分。另一方面，圖8B示意地圖解所發送的訊號之共同模式成分的光譜。共同模式成分為產生如輻射雜訊的問題之成分，其產生自差動訊號的失衡。在圖8B中，當頻率在500 MHz、1 GHz、及1.5 GHz時，產生共同模式成分的極大訊號。在500 MHz、1 GHz、及1.5 GHz之這些頻率為圖8A中正常模式成分的訊號變成零之頻率。亦即，在圖8A所示之正常模式訊號的光譜消失不見之頻率中，產生具有大振幅之共同模式成分的訊號。
在PTL1中說明藉由使用低通濾波器(LPF)來實行對資料光譜上的頻帶限制，以致因為提供到用於串聯發送的傳輸路徑之頻帶不被視作為不確定的，所以不會發生符際干擾。
圖8C圖解PTL1所說明之LPF的簡化組態。在圖8C中，差動串聯訊號傳輸路徑的其中之一係由電感器51以及由兩個電容器53及55所組成之一對π型濾波器所構成。此外，另一差動串聯傳輸路徑係由電感器52以及由兩個電容器54及56所組成之一對π型濾波器所構成。此LPF係插設在差動訊號發送單元與差動訊號接收單元之間，及截止頻率被設定作為第一波封的最大頻率，以便去除高於第一波封的頻率成分。據此，去除有關正常模式成分之高通、未被使用的光譜，及同樣有關共同模式成分，也在相同的特性處去除高通、未被使用的光譜。
然而，在上述的相關技術LPF中，在等同未被使用的高頻帶中之正常模式成分的抑制之執行中亦同樣抑制共同模式成分，但是變成輻射雜訊的成因之共同模式成分同樣存在於低於或等於LPF的截止頻率之頻帶中。詳言之，在相關技術LPF中，因為有關第一波封的頻帶中之共同模式成分的抑制不充分，所以尋求進一步改良LPF。 [專利文件]
[PTL1]日本專利早期公開號碼4-372213
本發明提供差動傳輸電路，其中，在使高頻帶中之未被使用於傳輸的正常模式成分衰減的同時，使來自訊號線之變成輻射雜訊的成因之共同模式成分大幅地衰減。
根據本發明的態樣之差動傳輸電路包括：差動訊號發送單元，被組構成發送差動訊號；差動訊號接收單元，被組構成接收差動訊號；差動訊號佈線，係由第一訊號線和第二訊號線所組成，及被組構成將差動訊號發送單元和差動訊號接收單元互相連接；電感器單元，係由設置在第一訊號線上之第一電感器和設置在第二訊號線上之第二電感器所組成；輸入側電容器單元，係由第一輸入側電容器和第二輸入側電容器所組成，在第一輸入側電容器中，其中一端子係連接到第一電感器的訊號輸入端子而另一端子係連接到地，且在第二輸入側電容器中，其中一端子係連接到第二電感器的訊號輸入端子而另一端子係連接到地；以及輸出側電容器單元，係設置在電感器單元與差動訊號接收單元之間，及被組構成與電感器單元和輸入側電容器單元一起合作以使包括在差動訊號中之正常模式成分衰減，其中，第一電感器和第二電感器係互相磁性耦合。
從下面參考附圖之例示實施例的說明將使本發明的其他特徵變得淺顯易懂。
在下文中，將參考圖式詳細說明實行本發明的例示實施例。 [第一例示實施例]
圖1為根據本發明的第一例示實施例之差動傳輸電路的示意組態之電路圖。差動傳輸電路100包括：差動訊號發送單元1，係由半導體元件所組成；差動訊號接收單元2，係由半導體元件所組成；以及第一訊號線3和第二訊號線4，其使差動訊號發送單元1電連接到差動訊號接收單元2。具體而言，藉由第一訊號線3而將用作為差動訊號發送單元1的第一發送端子之第一發送端子1a電連接到用作為差動訊號接收單元2的第一接收端子之第一接收端子2a。此外，藉由第二訊號線4而將用作為差動訊號發送單元1的第二發送端子之第二發送端子1b電連接到用作為差動訊號接收單元2的第二接收端子之第二接收端子2b。
差動訊號發送單元1將差動訊號輸出到一對訊號線3及4，以使差動訊號被發送到差動訊號接收單元2。差動訊號接收單元2接收發送自差動訊號發送單元1之差動訊號。差動訊號為數位訊號和藉由串聯化資料所獲得之串聯訊號。然後，在差動訊號之中，經由第一訊號線3所發送之訊號成分和經由第二訊號線4所發送之訊號成分具有互相相反的相位。差動訊號接收單元2從這些訊號成分的電壓差來決定差動訊號的電壓位準(高位準或低位準)及再生資料。
差動訊號發送單元1被安裝到第一印刷佈線板21以形成第一印刷電路板，且差動訊號接收單元2被安裝到第二印刷佈線板22以形成第二印刷電路板。因此，第一和第二訊號線3及4為由形成在第一印刷佈線板21上之導電圖案3a及4a、形成在第二印刷佈線板22上之導電圖案3b及4b、以及連接這些導電圖案之纜線3c及4c所組成的差動傳輸路徑。
此外，差動傳輸電路100被設置有配置在第一和第二訊號線3及4上之低通濾波器6以及第一和第二終端電阻器7及8。低通濾波器6係設置在差動訊號發送單元1附近，終端電阻器7及8係設置在差動訊號接收單元2附近。具體而言，低通濾波器6被安裝到第一印刷佈線板21，及終端電阻器7及8被安裝到第二印刷佈線板22。第一終端電阻器7的端子之端子7a(其中一端子)係連接到差動訊號接收單元2的第一接收端子2a，及不同的端子(另一端子)7b係連接到地GND2。此外，第二端電阻器8的端子(其中一端子)8a係連接到差動訊號接收單元2的第二接收端子2b，及不同的端子(另一端子)8b係連接到地GND2。
低通濾波器6係由包括電感器單元11、設置在電感器單元11的輸入側上之輸入側電容器單元12、及設置在電感器單元11的輸出側上之輸出側電容器單元13所組成。
電感器單元11係由包括設置給第一訊號線3之第一電感器14及設置給第二訊號線4之第二電感器15所組成。電感器14及15被串聯設置給訊號線3及4，電感器14及15的端子(一端子)14a及15a用作為訊號輸入端子，不同的端子(另一端子)14b及15b用作為訊號輸出端子。電感器14及15為藉由在相同纏繞方向上以螺旋方式來纏繞導電線所形成之線圈(第一和第二線圈)。
輸入側電容器單元12係由兩個輸入側電容器16及17所組成。在第一輸入側電容器16中，端子(其中一端子)16a係電連接到第一電感器14的訊號輸入端子14a，及不同的端子(另一端子)16b係電連接到地GND1。此外，在第二輸入側電容器17中，端子(其中一端子)17a係電連接到第二電感器15的訊號輸入端子15a，及不同的端子(另一端子)17b係電連接到地GND1。
根據第一例示實施例，輸出側電容器單元13係設置在從電感器單元11來予以觀看時相對於差動訊號發送單元的相反側上，及係由兩個輸出側電容器18及19所組成。在第一輸出側電容器18中，端子(其中一端子)18a係電連接到第一電感器14的訊號輸出端子14b，及不同的端子(另一端子)18b係電連接到地GND1。此外，在第二輸出側電容器19中，端子(其中一端子)19a係電連接到第二電感器15的訊號輸出端子15b，及不同的端子(另一端子)19b係電連接到地GND1。
需注意的是，各個電容器16、17、18、及19可以是被安裝到印刷佈線板21及22之電容元件，或者藉由印刷佈線板21及22上之導電圖案所形成的電容圖案。再者，藉由並聯或串聯連接複數個電容元件或複數個電容圖案，各個電容器16、17、18、及19可以是單一個電容元件或電容圖案或可用作為單一個電容器。
地GND1及GND2為例如形成在印刷佈線板21及22上之地面，及被接地於未圖示於圖式中之金屬殼上。
利用上述組態，發送自差動訊號發送單元1之差動訊號係經由一對訊號線3及4來予以發送(差動傳輸路徑)，及經由產生在設置於差動訊號接收單元2的接收端子2a及2b中之終端電阻器7及8的電壓，在差動訊號接收單元2中再生資料。在發送自差動訊號發送單元1之差動訊號中，存在有包括使用於傳輸之正常模式訊號的正常模式成分以及未被使用於傳輸且變成輻射雜訊的成因之共同模式成分。此外，使用於傳輸之正常模式訊號包括差動訊號接收單元2中可以或不可以被使用於資料接收之高頻成分。詳言之，圖8A所示之第一波封的一部分為差動訊號接收單元2中之使用於資料再生的光譜。
另一方面，第一輸入側電容器16、第一電感器14、及第一輸出側電容器18用作為有關正常模式成分的π型濾波器。而且，第二輸入側電容器17、第二電感器15、及第二輸出側電容器19用作為有關正常模式成分的π型濾波器。因此，因為用作為π型濾波器之輸入側電容器單元12、電感器單元11、及輸出側電容器單元13互相協同操作，所以包括在差動訊號中之正常模式成分(具體而言，高於第一波封的頻帶，亦即，高頻帶)被衰減。
而且，在輸入側電容器單元12的第一和第二輸入側電容器16及17中，共同模式成分被旁通(bypass)到地GND1。藉由由一對輸入側電容器16及17所組成之輸入側電容器單元12，包括在差動訊號中之共同模式成分(具體而言，高頻帶)被衰減。
詳言之，以輸入側電容器16及17和輸出側電容器18及19之靜電電容與電感器14及15的電感能夠發送如圖8A所示之第一波封部分，使得具有高於第一波封之頻率的成分被衰減的方式進行設計。
而且，根據第一例示實施例，第一電感器14和第二電感器15互相磁性耦合。例如，電感器係藉由在共同核心四周以相同纏繞方向纏繞導電線所形成。因此，一對電感器14及15互相抵銷有關正常模式成分的磁場，以使阻抗係相當小且衰減幾乎不發生。相反地，一對電感器14及15在相同方向上產生有關共同模式成分的磁場，以使阻抗係相當大及顯現出衰減效果。詳言之，第一和第二電感器14及15(電感器單元11)用作為共同模式抗流線圈。
圖2A及圖2B為說明電感器單元11的特性之說明圖。圖2A圖解電感器單元11的阻抗頻率特性，及圖2B圖解低通濾波器6的衰減頻率特性。如圖2A所示，關於用作為共同模式抗流線圈之電感器單元11，有關共同模式成分，電感器單元11的阻抗(虛線)傾向高於有關正常模成分的阻抗(實線)。因此，如圖2B所示，共同模式成分具有比正常模式成分較大的衰減。在圖2A的例子中，有關共同模式成分的阻抗指示和有關正常模成分之阻抗約10倍一樣高的值，及發現發生有關共同模式成分之大的衰減。
因此，根據第一例示實施例，因為第一電感器14和第二電感器15經由磁性耦合而用作為共同模式抗流線圈，所以能夠使包括低頻帶(第一波封的頻帶)之共同模式成分大幅地衰減。
尤其是，在第一電感器14和第二電感器15互相磁性耦合之情況中，與第一電感器14和第二電感器15未互相磁性耦合之情況比較，能夠增加低頻帶中之共同模式成分的衰減量。
為了說明由磁性耦合電感所組成之低通濾波器的特性，在圖3A只圖解圖1之低通濾波器6的一部分。在圖3A中，第一電感器14和第二電感器15的電感值被表示作Lo，第一電感器14和第二電感器15的耦合係數被表示成k，及四個電容器16、17、18、及19的電容值全都表示成C。
當以耦合係數k來耦合具有值Lo的電感時之有關正常模式的電感Ln被表示作如下。
Ln=(1-k)Lo
再者，同樣地，有關共同模式的電感值Lc被表示如下。
Lc=(1+k)Lo
從兩式子，Lc及Ln之間的關係被表示如下。
因為耦合係數k具有0及1之間的值，所以發現Lc>Ln被經常性地建立，及若k增加，則有關共同模式的電感值Lc增加。
根據圖3A之組態，在截止頻率500 MHz及差動阻抗100 ohm時耦合未存在之狀態中(k=0)的電感值Lo被設定為32 nH，且四個電容器的值C被設定為6.4 pF。當k>0被建立時，Lo被決定成有關正常模式的電感Ln經常性地在32 nH處。這是因為有關正常模式之濾波器的特性被經常性地設定為恆定的。
圖3B圖解有關此時耦合係數k的變化之共同模式成分的衰減特性。當耦合係數k改變時，有關正常模式的衰減特性被控制成在如圖3B所示之k=0的狀態中。當耦合係數k=0.4被建立時，與正常模式比較，截止頻率500 MHz中之共同模式的衰減量大出10 dB。詳言之，發現在低頻帶處同樣可抑制未被使用於傳輸之共同模式成分，及可獲得有關產生自圖8B所示的傳輸訊號之典型共同模式成分的光譜之大的衰減。
再者，而且，發現到藉由將耦合係數k設定為大於0.4，不被施加到低於或等於截止頻率之正常模式訊號，且大於或等於10 dB之大的衰減可被施加到共同模式。
因此，因為衰減可實質上被施加到如同共同模式成分的全部，所以能夠確保所發送的訊號之品質，而且有效降低不想要的輻射雜訊。尤其是，根據本第一例示實施例，因為低通濾波器6係設置在差動訊號發送單元1與纜線3c及4c之間，所以能夠有效降低來自纜線3c及4c的輻射雜訊。
需注意的是，可從自感Lo及互感M獲得耦合係數k。在使用第一電感器的自感L1、第二電感器的自感L2、及互感M的同時，具有耦合的電感值L被表示如下。
[數學應用2]L=L ₁+L ₂±2M
此處，互感M被表示如下。
在L1=L2=Lo之情況中，下面式子被建立。
因此，藉由實際電感值L、第一電感器的自感L1、及第二電感器的電感L2，能夠獲得耦合係數k。
順便一提的是，根據第一例示實施例，輸入側電容器單元12的靜電電容(輸入側電容器單元12的串聯組合式電容)被設定為大於輸出側電容器單元13的靜電電容(輸出側電容器單元13的串聯組合式電容)。詳言之，第一和第二輸入側電容器16及17的串聯組合式電容被設定為大於第一和第二輸出側電容器18及19的串聯組合式電容。根據此，包括在差動訊號中之共同模式成分經由第一和第二輸入側電容器16及17而容易流入地GND1，及能夠有效地使差動訊號中之共同模式成分衰減。 [第二例示實施例]
接著，將說明根據本發明的第二例示實施例之差動傳輸電路。圖4為根據本發明的第二例示實施例之差動傳輸電路的示意組態之電路圖。需注意的是，在圖4中，與根據上述第一例示實施例的差動傳輸電路相同之組件被分配有相同參考符號，及將省略其詳細說明。
以等同輸出側電容器18及19的串聯構造之輸出側電容器20係插置於根據圖1所示的上述第一例示實施例之差動傳輸電路100的一對訊號線3及4之間的方式來建構根據本第二例示實施例之差動傳輸電路100A。有關特定的說明，根據本第二例示實施例之差動傳輸電路100A的低通濾波器6A係設置有輸出側電容器單元13A，以取代根據上述第一例示實施例之輸出側電容器單元13。輸出側電容器單元13A係由設置在電感器單元11與差動訊號接收單元2之間的輸出側電容器20所組成。具體而言，在輸出側電容器20中，端子(其中一端子)20a係電連接到第一電感器14的訊號輸出端子14b，及不同的端子(另一端子)20b係電連接到第二電感器15的訊號輸出端子15b。
需注意的是，輸出側電容器20可以是安裝到印刷佈線板21之電容元件，或者由印刷佈線板21上的導電圖案所形成之電容圖案。再者，藉由並聯或串聯連接複數個電容元件或複數個電容圖案，輸出側電容器20可以是單一個電容元件或電容圖案或者可用作為單一個電容器。
利用上述組態，低通濾波器6A用作為有關正常模式成分的一對π型濾波器。有關特定說明，在輸出側電容器20被視為兩個串聯電容之情況中，可以想見，互相串聯電容的連接點被虛擬接地。當第一輸入側電容器16、第一電感器14、及輸出側電容器20被視為串聯電容器時，第一訊號線3用作為具有電容的其中之一的π型濾波器。再者，當第二輸入側電容器17、第二電感器15、及輸出側電容器20被視為串聯電容器時，第二訊號線4用作為具有電容的其中之一的π型濾波器。因此，有關正常模式成分，可有效地使高頻帶(高於第一波封的頻帶)衰減。
如上所述，根據第二例示實施例，顯現出類似於上述第一例示實施例之效果，而且可降低部件的數目。此外，因為電容器之間的波動所導致之電路的失衡被降低，另外，獲得抑制低通濾波器6A中之共同模式成分的產生之效果。
再者，也根據第二例示實施例，輸入側電容器單元12的靜電電容被設定為大於輸出側電容器單元13A的靜電電容。具體而言，第一和第二電容器16及17的串聯組合式電容被設定為大於輸出側電容器20的靜電電容。據此，包括在差動訊號中之共同模式成分經由第一和第二輸入側電容器16及17而容易流入地GND1，及能夠有效地使差動訊號中之共同模式成分衰減。
需注意的是，本發明並不侷限於上述實施例，及精於本技藝之人士在本發明的技術理念內可進行許多變化。
根據上述之第一和第二例示實施例，已說明差動訊號發送單元和差動訊號接收單元係安裝在互相不同印刷佈線板上以便藉由纜線而將彼此連接之情況，但並不侷限於此。在差動訊號發送單元和差動訊號接收單元係安裝在相同印刷佈線板上之情況中同樣顯現出類似的效果。 [例子] [例子1]
在圖1的組態中，電容器16、17、18、及19的靜電電容都被設定為8 pF，及電感器14及15的電抗特性被設定為如圖2A及圖2B所示。此外，纜線3c及4c的差動特性阻抗被設定為100 ohm，及終端電阻器7及8的電阻值兩者都設定為50 ohm。利用上述設定，有關正常模式成分和共同模式成分的特性係藉由模擬來予以獲得。
圖5A圖解藉由使用上述元件值的差動訊號中之有關正常模式成分的頻率-振幅特性。在圖5A中，虛線代表當只有電感器單元11存在而未配置電容器16、17、18、及19時之特性。在圖5A中，實線代表當電容器16、17、18、及19被配置以構成低通濾波器6時之特性。從圖5A所示之特性，當在本例子1的組態設定上述元件值時，在發送於500 MHz中具有第一波封的最大頻率之訊號的情況中，發現可有效抑制未被使用於傳輸之500 MHz或更高的成分。
此外，圖5B圖解藉由使用上述元件值的差動訊號中之有關共同模式成分的頻率-振幅特性。在圖5B中，虛線代表當只有電感器單元11存在而未配置電容器16、17、18、及19時之特性。在圖5B中，實線代表當電容器16、17、18、及19被配置以構成低通濾波器6時之特性。從圖5B所示之特性，當在本例子1的組態設定上述元件值時，發現可有效抑制未被使用於傳輸之共同模式成分。 [例子2]
在圖4的組態中，電容器16及17的電容值二者都設定為8 pF，電容器20的電容值被設定為對應於圖1之電容器18及19的串聯組合式電容值之4 pF，且電感器14及15的電抗特性被設定為如圖2A及圖2B所示。此外，纜線3c及4c的差動特性阻抗被設定為100 ohm，及終端電阻器7及8的電阻值兩者都設定為50 ohm。利用上述設定，有關正常模式成分和共同模式成分的特性係藉由模擬來予以獲得。
圖6圖解藉由使用上述元件值的差動訊號中之有關共同模式成分的頻率-振幅特性。在圖6中，虛線代表當只有電感器單元11存在而未配置電容器16、17、及20時之特性。在圖6中，實線代表當電容器16、17、及20被配置以構成低通濾波器6A時之特性。
從圖6所示之特性，在從根據上述例子1所說明的組態減少部件數目之本例子2的組態中使用上述元件值之情況中，發現可有效抑制未被使用於傳輸之共同模式成分。
需注意的是，在採用本例子2的組態之情況中，有關正常模式成分的頻率-振幅特性為與例子1相同之圖5A的特性。因此，在發送於500 MHz中具有第一波封的最大頻率之訊號的情況中，發現可有效抑制未被使用於傳輸之500 MHz或更高的成分。 [例子3]
在本例子3中所建構之低通濾波器係為了使有關正常模式成分之高頻帶中不想要的光譜衰減之目的而被插置。當數位訊號通過諸如低通濾波器等電路網路時，在輸出波形中會發生被稱作過調量(overshoot)的振鈴波形。此成因在於電路網路的特性非相位平坦特性，及有關頻率的延遲時間不固定。通過未具有相位平坦性的電路網路之數位訊號會具有有著抖動和閉眼的波形。
因此，在本例子3中，有關頻率的相位特性為最大平坦之Bessel(貝塞爾)型低通濾波器被使用作為用以限制數位訊號的頻帶之濾波器。
Bessel(貝塞爾)型低通濾波器的轉移函數(第三階)被表示作下面式子。
作為滿足此轉移函數之電路網路，存在四種類型。具有小電感量之π型組態經常被使用，及在本例子3中也一樣，採用π型組態的電路網路。
Bessel(貝塞爾)型低通濾波器為輸入輸出不對稱電路。圖7A及圖7B圖解當截止頻率被設定為1 GHz及特性阻抗被設定為50 ohm時之π型組態。
圖7A所示的低通濾波器與圖7B所示的低通濾波器之間的差異為電容值的數值，但是因為轉移函數相同，所以在濾波器傳輸特性中未存在有差異。低通濾波器6A的輸出側電容器20為有關共同模式成分的高阻抗。詳言之，共同模式電流未流入輸出側電容器20。
圖7C代表依據電容常數的差異之共同模式衰減特性的差異。在圖7C中，實線A圖解當使用圖7A的組態時之共同模式成分移除能力，及虛線B圖解使用圖7B的組態時之共同模式移除能力。實線A獲得比虛線B較大的衰減。
因此，當考量共同模式成分時，藉由將接近差動訊號發送單元1的輸入側電容器16及17之串聯組合式電容設定為大於輸出側電容器20的電容，流經訊號線之共同模式電流減少，輻射雜訊降低。
儘管已參考例示實施例說明本發明，但是應明白本發明並不侷限於所揭示的例示實施例。下面申請專利範圍的範疇將符合最廣泛的闡釋，以便涵蓋所有此種修改和同等結構及功能。
GND1‧‧‧地
GND2‧‧‧地
1‧‧‧差動訊號發送單元
1a‧‧‧第一發送端子
1b‧‧‧第二發送端子
2‧‧‧差動訊號接收單元
2a‧‧‧第一接收端子
2b‧‧‧第二接收端子
3‧‧‧第一訊號線
3a‧‧‧導電圖案
3b‧‧‧導電圖案
3c‧‧‧纜線
4‧‧‧第二訊號線
4a‧‧‧導電圖案
4b‧‧‧導電圖案
4c‧‧‧纜線
6‧‧‧低通濾波器
6A‧‧‧低通濾波器
7‧‧‧第一終端電阻器
7a‧‧‧端子
7b‧‧‧端子
8‧‧‧第二終端電阻器
8a‧‧‧端子
8b‧‧‧端子
11‧‧‧電感器單元
12‧‧‧輸入側電容器單元
13‧‧‧輸出側電容器單元
13A‧‧‧輸出側電容器單元
14‧‧‧第一電感器
14a‧‧‧端子
14b‧‧‧端子
15‧‧‧第二電感器
15a‧‧‧端子
15b‧‧‧端子
16‧‧‧第一輸入側電容器
16a‧‧‧端子
16b‧‧‧端子
17‧‧‧第二輸入側電容器
17a‧‧‧端子
17b‧‧‧端子
18‧‧‧第一輸出側電容器
18a‧‧‧端子
18b‧‧‧端子
19‧‧‧第二輸出側電容器
19a‧‧‧端子
19b‧‧‧端子
20‧‧‧輸出側電容器
20a‧‧‧端子
20b‧‧‧端子
21‧‧‧第一印刷佈線板
22‧‧‧第二印刷佈線板
51‧‧‧電感器
52‧‧‧電感器
53‧‧‧電容器
54‧‧‧電容器
55‧‧‧電容器
56‧‧‧電容器
100‧‧‧差動傳輸電路
100A‧‧‧差動傳輸電路
圖1為根據第一例示實施例之差動傳輸電路的示意組態之電路圖。
圖2A為根據第一例示實施例之電感器單元的特性之圖解表示。
圖2B為根據第一例示實施例之低通濾波器的衰減頻率特性之圖解表示。
圖3A為第一例示實施例之低通濾波器的組態之電路圖。
圖3B為根據例子1之低通濾波器的特性之圖解表示。
圖4為根據第二例示實施例之差動傳輸電路的示意組態之電路圖。
圖5A為根據例子1之差動傳輸電路的特性之模擬結果的圖解表示。
圖5B為根據例子1之差動傳輸電路的特性之模擬結果的圖解表示。
圖6為根據例子2之差動傳輸電路的特性之模擬結果的圖解表示。
圖7A為根據例子3之低通濾波器的組態之電路圖。
圖7B為根據例子3之低通濾波器的組態之電路圖。
圖7C為根據例子3之低通濾波器的特性之模擬結果的圖解表示。
圖8A為所發送的訊號之正常模式成分的光譜之圖解表示。
圖8B為所發送的訊號之共同模式成分之光譜的圖解表示。
圖8C為相關技術低通濾波器之組態的電路圖。
GND1‧‧‧地
GND2‧‧‧地
1‧‧‧差動訊號發送單元
1a‧‧‧第一發送端子
1b‧‧‧第二發送端子
2‧‧‧差動訊號接收單元
2a‧‧‧第一接收端子
2b‧‧‧第二接收端子
3‧‧‧第一訊號線
3a‧‧‧導電圖案
3b‧‧‧導電圖案
3c‧‧‧纜線
4‧‧‧第二訊號線
4a‧‧‧導電圖案
4b‧‧‧導電圖案
4c‧‧‧纜線
6‧‧‧低通濾波器
7‧‧‧第一終端電阻器
7a‧‧‧端子
7b‧‧‧端子
8‧‧‧第二終端電阻器
8a‧‧‧端子
8b‧‧‧端子
11‧‧‧電感器單元
12‧‧‧輸入側電容器單元
13‧‧‧輸出側電容器單元
14‧‧‧第一電感器
14a‧‧‧端子
14b‧‧‧端子
15‧‧‧第二電感器
15a‧‧‧端子
15b‧‧‧端子
16‧‧‧第一輸入側電容器
16a‧‧‧端子
16b‧‧‧端子
17‧‧‧第二輸入側電容器
17a‧‧‧端子
17b‧‧‧端子
18‧‧‧第一輸出側電容器
18a‧‧‧端子
18b‧‧‧端子
19‧‧‧第二輸出側電容器
19a‧‧‧端子
19b‧‧‧端子
21‧‧‧第一印刷佈線板
22‧‧‧第二印刷佈線板
100‧‧‧差動傳輸電路

权利要求:
Claims (10)
[1] 一種差動傳輸電路，包含：差動訊號發送單元，被組構成發送差動訊號；差動訊號接收單元，被組構成接收該差動訊號；差動訊號佈線，係由使該差動訊號發送單元和該差動訊號接收單元互相連接之第一訊號線和第二訊號線所組成；電感器單元，係由設置在該第一訊號線上之第一電感器和設置在該第二訊號線上之第二電感器所組成；輸入側電容器單元，係由第一輸入側電容器和第二輸入側電容器所組成，在該第一輸入側電容器中，其中一端子係連接到該第一電感器的訊號輸入端子而另一端子係連接到地，且在該第二輸入側電容器中，其中一端子係連接到該第二電感器的訊號輸入端子而另一端子係連接到地；以及輸出側電容器單元，係設置在該電感器單元與該差動訊號接收單元之間，且被組構成與該電感器單元和該輸入側電容器單元一起合作以使包括在該差動訊號中之正常模式成分衰減，其中，該第一電感器和該第二電感器係互相磁性耦合。
[2] 根據申請專利範圍第1項之差動傳輸電路，其中，該輸出側電容器單元係由第一輸出側電容器和第二輸出側電容器所組成，在該第一輸出側電容器中，其中一端子係連接到該第一電感器的訊號輸出端子而另一端子係連接到地，且在該第二輸出側電容器中，其中一端子係連接到該第二電感器的訊號輸出端子而另一端子係連接到地。
[3] 根據申請專利範圍第1項之差動傳輸電路，其中，該輸出側電容器單元係由輸出側電容器所組成，在該輸出側電容器中，其中一端子係連接到該第一電感器的訊號輸出端子，而另一端子係連接到該第二電感器的訊號輸出端子。
[4] 根據申請專利範圍第1至3項中任一項之差動傳輸電路，其中，該第一電感器與該第二電感器之間的該磁性耦合具有高於或等於0.4的耦合係數k。
[5] 根據申請專利範圍第1至3項中任一項之差動傳輸電路，其中，該輸入側電感器單元的靜電電容係大於該輸出側電容器單元的靜電電容。
[6] 一種印刷電路板，包含：印刷佈線板；半導體元件，係安裝於該印刷佈線板，且被組構成發送差動訊號；差動訊號佈線，係形成於該印刷佈線板上，且係由連接到該半導體元件之第一訊號線和第二訊號線所組成；電感器單元，係形成於該印刷佈線板上，且係由設置在該第一訊號線上之第一電感器和設置在該第二訊號線上之第二電感器所組成；輸入側電容器單元，係形成於該印刷佈線板上，且係由第一輸入側電容器和第二輸入側電容器所組成，在該第一輸入側電容器中，其中一端子係連接到該第一電感器的訊號輸入端子而另一端子係連接到地，及在該第二輸入側電容器中，其中一端子係連接到該第二電感器的訊號輸入端子而另一端子係連接到地；以及輸出側電容器單元，係設置在當從該電感器單元來予以觀看時相對於該半導體元件的相反側上，且被組構成與該電感器單元和該輸入側電容器單元一起合作以使包括在該差動訊號中之正常模式成分衰減，其中，該第一電感器和該第二電感器係互相磁性耦合。
[7] 根據申請專利範圍第6項之印刷電路板，其中，該輸出側電容器單元係由第一輸出側電容器和第二輸出側電容器所組成，在該第一輸出側電容器中，其中一端子係連接到該第一電感器的訊號輸出端子而另一端子係連接到地，及在該第二輸出側電容器中，其中一端子係連接到該第二電感器的訊號輸出端子而另一端子係連接到地。
[8] 根據申請專利範圍第6項之印刷電路板，其中，該輸出側電容器單元係由輸出側電容器所組成，在該輸出側電容器中，其中一端子係連接到該第一電感器的訊號輸出端子，而另一端子係連接到該第二電感器的訊號輸出端子。
[9] 根據申請專利範圍第6至8項中任一項之印刷電路板，其中，該第一電感器與該第二電感器之間的該磁性耦合具有高於或等於0.4的耦合係數k。
[10] 根據申請專利範圍第6至8項中任一項之印刷電路板，其中，該輸入側電感器單元的靜電電容係大於該輸出側電容器單元的靜電電容。

类似技术:

公开号 | 公开日 | 专利标题

JP6075834B2|2017-02-08|プリント回路板

US9264007B2|2016-02-16|Noise filter and transmission device

WO2015181883A1|2015-12-03|コモンモードフィルタ

US7528680B2|2009-05-05|Electrical filter

JPWO2018168282A1|2019-11-07|回路モジュール、ネットワークモジュール、及び車載電子機器

TWI531157B|2016-04-21|差動傳輸電路及印刷電路板

US7205860B2|2007-04-17|Electromagnetic interface module for balanced data communication

JP6362057B2|2018-07-25|プリント回路板及び電子機器

US8957746B2|2015-02-17|Parallel 1/4 wavelength line frequency filter

JP4729455B2|2011-07-20|フィルタ回路

JP6451018B2|2019-01-16|コモンモードフィルター

JP2005244000A|2005-09-08|バラントランス

KR20170109484A|2017-09-29|네트워크 장치

JPH07192926A|1995-07-28|Ｌａｎ用インターフェースモジュール

WO2021131310A1|2021-07-01|電子回路

JP2011049198A|2011-03-10|リードフレーム及びインターポーザ

JP6025438B2|2016-11-16|差動伝送回路及びプリント回路板

JP2018078175A|2018-05-17|コモンモードノイズフィルタの実装構造

JP2001007740A|2001-01-12|差動伝送ケーブル

JP2006229774A|2006-08-31|フィルタ回路

同族专利:

公开号 | 公开日

TWI531157B|2016-04-21|

WO2013027349A4|2013-04-25|

WO2013027349A1|2013-02-28|

JP6071294B2|2017-02-01|

JP2013062791A|2013-04-04|

US20140176252A1|2014-06-26|

US9190978B2|2015-11-17|

引用文献:

公开号 | 申请日 | 公开日 | 申请人 | 专利标题

US3996537A|1975-07-21|1976-12-07|Corcom, Inc.|Noise suppression filter|

US4342013A|1980-08-25|1982-07-27|Pilgrim Electric Co.|Bidirectional power line filter|

DE68927866T2|1988-01-14|1997-09-04|Toshiba Kawasaki Kk|Methode zur Wertbestimmung für Leitungsfilter und zugehörige Komponenten|

US5083101A|1990-01-03|1992-01-21|Integrated Power Components|Integrated electromagnetic interference filter|

GB9014003D0|1990-06-22|1990-08-15|British Aerospace|Data transmission apparatus|

JP3021098B2|1991-06-20|2000-03-15|いわき電子株式会社|Ｌａｎ用伝送インターフェース回路|

JP4339838B2|2002-03-15|2009-10-07|パナソニック株式会社|平衡型高周波回路|

TW545097B|2002-11-25|2003-08-01|Delta Electronics Inc|Method for eliminating noise interference and acoustic noise by printed circuit board ground plane layout|

JP2006179596A|2004-12-21|2006-07-06|Mitsubishi Electric Corp|半導体装置|

US7589605B2|2006-02-15|2009-09-15|Massachusetts Institute Of Technology|Method and apparatus to provide compensation for parasitic inductance of multiple capacitors|

US7999633B2|2007-11-08|2011-08-16|Fuji Electric Systems Co., Ltd.|EMI filter with an integrated structure of common-mode inductors and differential-mode capacitors realized by flexible printed circuit board|

WO2009119904A1|2008-03-28|2009-10-01|日本電気株式会社|半導体装置、その製造方法、プリント回路基板および電子機器|

JP4412420B1|2008-10-17|2010-02-10|株式会社村田製作所|ノイズフィルタ及びこれを備えた電子装置|

JP5441763B2|2010-03-03|2014-03-12|本田技研工業株式会社|油圧クラッチ|

JP2011223557A|2010-03-26|2011-11-04|Nippon Soken Inc|差動通信用のフィルタ回路|

JP5639914B2|2011-02-02|2014-12-10|ジーエルサイエンス株式会社|切換バルブ|JP6614109B2|2016-11-21|2019-12-04|株式会社村田製作所|無線回路搭載電子機器|

法律状态:

优先权:

申请号 | 申请日 | 专利标题

JP2011179665||2011-08-19||

JP2012159460A|JP6071294B2|2011-08-19|2012-07-18|差動伝送回路およびプリント回路板|

[返回顶部]