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    • 专利摘要:
    提供可以減少開關損失的高效率之電源裝置。交流電源(6)與直流負載(7)之間所連接的電源裝置(1)，係將交流電源(6)所供給的交流電力轉換為直流電力而供給至直流負載(7)。電源裝置(1)，係具備：第1開關電路(3)，係將開/關用的正負電壓輸出至變壓器(T)之一次繞線(N1)；第2開關電路(4)，係將變壓器(T)之二次繞線(N2)所感應之開/關用的直流電力，供給至第2交流端子(Nd5、Nd6)間所連接的直流負載(7)；串聯連接於一次繞線(N1)的共振電感器(Lr)；及控制部，用於控制第1及第2開關電路(3、4)所進行的開關動作。控制部(5)，係藉由控制第2開關電路(4)所進行的開關動作，而使第2交流端子(Nd5、Nd6)間實質上短路。
    公开号:TW201308851A
    申请号:TW101113934
    申请日:2012-04-19
    公开日:2013-02-16
    发明作者:Takae Shimada；Kimiaki Taniguchi；Hiroyuki Shoji
    申请人:Hitachi Comp Peripherals Co；
    IPC主号:H02M1-00
    专利说明:
    電源裝置
    本發明係關於連接於交流電源與直流負載之間，將交流電源所供給的交流電力轉換為直流電力而對直流負載進行供給的電源裝置。
    近年來，地球環保意識高漲。受到此一潮流影響，將交流電力轉換為直流電力而供給至直流負載的電源裝置之高效率化被進展著。電源裝置之高效率化之達成有助於省電力化，甚而對地球環保有關。
    電源裝置之高效率化達成主要有2種對策。第1為減少電流流入開關元件引起的導通損失，第2為減少開關元件進行開/關引起的開/關損失。
    專利文獻1之段落0017~0020及圖2揭示，在位於變壓器之2次側的橋式整流電路之下側臂部，以一對自消弧型元件(Self-turn-off Devices，順向電壓降比二極體小)取代整流二極體予以連接，而達成減少導通損失之電力轉換裝置。
    又，專利文獻2之段落0053~0054及圖6揭示，在位於變壓器之2次側的橋式整流電路之下側臂部，以一對開關電路取代整流二極體予以連接，而構成之電容器之充電裝置。該充電裝置，當開關電路被設為ON(導通)時，電流能被儲存於變壓器之2次側所串聯連接的電抗器，開關電路被設為OFF(非導通)時使用電抗器之電流能進行容器之充電。 〔先行技術文獻〕 〔專利文獻〕
    〔專利文獻1〕特開2004-336943號公報
    〔專利文獻2〕特開2001-204170號公報
    但是，於專利文獻1及2之裝置，一對自消弧元件或一對開關電路，係於施加電壓狀態下被開起因而開/關損失大。該損失成為有礙裝置之高效率化之主因。
    本發明有鑑於上述實情，目的在於提供將減輕開/關損失納入考慮的高效率之電源裝置。
    本發明之電源裝置，係以連接於供給交流電力的交流電源與直流負載之間，將上述交流電源所供給的上述交流電力轉換為直流電力而供給至上述直流負載的電源裝置為前提。
    本發明之電源裝置，係具備：第1開關電路，連接於第1直流端子間的第1平滑電容器，第2開關電路，串聯連接於一次繞線或二次繞線之其中一方或兩者的共振電感器，及控制部。
    第1開關電路，係使交流電源之全波整流電壓經由第1直流端子予以輸入，而將針對上述輸入的電壓進行開關動作產生的正負電壓，輸出至第1交流端子間所連接的變壓器之一次繞線。
    第2開關電路，係使和上述一次繞線呈磁性耦合而構成上述變壓器的二次繞線所感應的電力，經由二次繞線之端子間所連接的第2交流端子予以輸入，將針對上述輸入的電力進行開關動作而產生、且藉由第2直流端子間所連接的第2平滑電容器實施平滑化的直流電力，供給至第2直流端子間所連接的直流負載。
    控制部，係藉由控制第2開關電路所進行的上述開關動作，而使第2交流端子間實質上成為短路。
    依據本發明，可以提供將減少開關損失納入考慮的高效率之電源裝置。
    以下，參照圖面說明本發明之複數個實施形態。 〔第1實施形態〕
    圖1係表示本發明之第1實施形態之電源裝置1之電路圖。該電源裝置1，係如圖1所示，被連接於交流電源6與直流負載7之間，將交流電源6所供給的交流電力轉換為直流電力而對直流負載7進行電力之供給。該直流負載7使用二次電池時，電源裝置1，係將交流電源6所供給的交流電力轉換為直流電力並對二次電池進行充電。又，本發明中使用“連接”之用語時，除特別限制以外均意味著“電連接”。
    電源裝置1，如圖1所示，係具備：對交流電源6之交流電壓波形進行全波整流的橋式整流電路2；第1及第2開關電路3、4；及控制部5，用於對彼等第1及第2開關電路3、4所進行的開關動作進行控制。又，電源裝置1，係具備：使一次繞線N1與二次繞線N2進行磁性耦合的變壓器T。於一次繞線N1之端子間串聯連接著共振電容器Cr及共振電感器Lr。
    整流電路2，如圖1所示，係具備相互以橋式連接的第1~第4整流二極體D11~D14，使用彼等第1~第4整流二極體D11~D14對交流電源6之交流電壓波形進行全波整流。全波整流後的電壓，係經由平滑電感器L1被施加於第1平滑電容器C1。具有一對端子的第1平滑電容器C1，如圖1所示，一方端子被連接於第1連接點Nd1，另一方端子被連接於第2連接點Nd2。第1及第2連接點Nd1、Nd2係相當於本發明之“第1直流端子”。
    第1開關電路3，如圖1所示，係將第1~第4開關元件H1~H4進行全橋式連接而構成。第1及第2開關元件H1、H2，係經由第3連接點Nd3被串聯連接。該串聯連接電路係被稱為第1開關腳部SL1。第3及第4開關元件H3、H4係經由第4連接點Nd4被串聯連接。稱該串聯連接電路為第2開關腳部SL2。彼等第1及第2開關腳部SL1、SL2係相互被並聯連接。又，第3及第4連接點Nd3、Nd4相當於本發明之“第1交流端子”。
    第1~第4開關元件H1~H4，如圖1所示，可以採用MOSFET。於第1~第4開關元件H1~H4之各個，如圖1所示，被逆並聯連接著第1~第4二極體D1~D4逆並聯連接。彼等第1~第4二極體D1~D4，如圖1所示，亦可利用MOSFET本身內藏的本體二極體。
    於第1開關電路3，如圖1所示，係以第1及第2連接點Nd1、Nd2間為第1直流端子間，以第3及第4連接點Nd3、Nd4間作為第1交流端子間。於第1開關電路3，係使用連接於第1直流端子Nd1、Nd2間的第1平滑電容器C1所充電的電壓，針對第1交流端子Nd3、Nd4間被串聯連接的共振電容器Cr，共振電感器Lr，及一次繞線N1構成的串聯連接電路，施加正負電壓。
    第2開關電路4，如圖1所示，係具備：第5二極體D5與第5開關元件S1經由第5連接點Nd5予以串聯連接而成的第3開關腳部SL3，及第7二極體D7與第6開關元件S2經由第6連接點Nd6予以串聯連接而成的第4開關腳部SL4。彼等第3及第4開關腳部SL3、SL4，係相互被並聯連接。又，第5及第6連接點Nd5、Nd6係相當於本發明之“第2交流端子”。
    第5及第6開關元件S1、S2，如圖1所示，可以採用MOSFET。於第5及第6開關元件S1、S2之各個，如圖1所示，被逆並聯連接著第6及第8二極體D6、D8。彼等第6及第8二極體D6、D8，如圖1所示，可以利用MOSFET本身內藏的本體二極體。
    於第2開關電路4之後段(直流負載7側)，被並聯連接著第2平滑電容器C2及直流負載7。具有一對端子的第2平滑電容器C2，如圖1所示，其之一方端子被連接於第7連接點Nd7，另一方端子被連接於第8連接點Nd8。第7及第8連接點Nd7、Nd8係相當於本發明之“第2直流端子”。
    於第2開關電路4，係以第5及第6連接點Nd5、Nd6之間作為第2交流端子間，以第7及第8連接點Nd7、Nd8之間作為第2直流端子間。第2開關電路4，係將第2交流端子Nd5、Nd6間所連接的二次繞線N2之電力，分別供給至第2直流端子Nd7、Nd8間所並聯連接的第2平滑電容器C2及直流負載7。
    換言之，於第2開關電路4，係以第3開關腳部SL3之端子(等效於第2直流端子Nd7、Nd8)間作為第2直流端子間，以第5二極體D5和第5開關元件S1之串聯連接點Nd5，與第7二極體D7和6之開關元件S2之串聯連接點Nd6之間作為第2交流端子間。
    第1~第6開關元件H1~H4、S1、S2，個別之開關動作係藉由控制部5被統合控制。控制部5係具有功率因數改善控制機能，可將來自交流電源6之輸入電流控制成為和交流電源6之電壓大概相似之正弦波狀。於控制部5分別連接著，檢測來自交流電源6之輸入電壓的電壓感測器11，檢測直流負載7之電壓、亦即輸出電壓的電壓感測器12，檢測來自交流電源6之輸入電流的電流感測器13，及檢測對直流負載7之輸出電流的電流感測器14。 〔第1相位偏移控制〕
    參照圖2A~圖2E及圖3(a)~(h)說明電源裝置1之第1相位偏移控制之電路動作。圖2A~圖2E係表示第1實施形態之電源裝置1之第1相位偏移控制之動作說明圖。具體言之為，如圖2A~圖2E分別表示第1相位偏移控制之模式1a~1e之電路動作。圖2A對應於模式1a，如圖2B對應於模式1b，圖2C對應於模式1c，如圖2D對應於模式1d，如圖2E對應於模式1e。
    圖3(a)~(h)係表示第1實施形態之電源裝置1之中各部之ON(導通)/OFF(非導通)狀態與電流波形時間推移時序流程圖。其中，如圖1及圖3(a)~(h)所示，分別定義第1開關元件H1之ON/OFF狀態為SH1、第2開關元件H2之ON/OFF狀態為SH2、第3開關元件H3之ON/OFF狀態為SH3，第4開關元件H4之ON/OFF狀態為SH4，第5開關元件S1之ON/OFF狀態為SS1、第6開關元件S2之ON/OFF狀態為SS2。於圖3(a)~(f)所示時序流程圖，和虛線所示基準位準為同位元之實線流程係表示OFF狀態，比起基準位元準為高位之實線流程係表示ON狀態。又，定義流入共振電感器Lr之電流為ILr，流入二次繞線N2之電流為IN2。
    又，於第1相位偏移控制之說明，係僅說明交流電源6之電壓為一方極性時之動作，交流電源6之電壓為另一方極性時之動作說明被省略。後者時之動作可參照前者時之動作而容易理解。
    第1相位偏移控制，可依據控制部5對於交流電源6之電壓是否為特定值以上之判定結果，在電源電壓為特定值以上時予以執行。該特定值，係依據輸出電壓(直流負載7之端子間電壓)除以輸入電壓(交流電源6之全波整流電壓)之值、亦即昇壓比來決定。換言之，第1相位偏移控制係於昇壓比較特定之水準低時予以執行。又，輸出電壓越高及輸入電壓越低，昇壓比變高。
    於本第1實施形態之說明，將成為ON狀態之開關元件之端子間電壓，或者和二極體之順向壓降電壓同等或其以下位準之電壓稱為0(零)電壓。又，某一開關元件之端子間電壓為0電壓，而將該開關元件設為開起時，稱為0電壓開/關(switching)。藉由該0電壓開/關，可抑制開/關損失之同時，可實現減輕高諧波或EMI(Electro Magnetic Interference；電磁干涉)雜訊等之效果。此乃因為於0電壓開/關，於開關元件之端子間原則上不會產生電壓‧電流之過渡現象。 (模式1a)
    在由圖3所示時刻t11至時刻t12之期間被定義的模式1a，係如圖2A及圖3(a)及圖3(d)所示，第1及第4開關元件H1、H4成為ON狀態。此時，於第1開關電路3之周邊，第1平滑電容器C1之端子間產生的電壓(以下稱“第1輸入電壓”)，係分別被施加於共振電容器Cr，共振電感器Lr，及一次繞線N1。
    結果，如圖2A所示，形成經由第1連接點Nd1→第1開關元件H1→第3連接點Nd3→共振電容器Cr→共振電感器Lr→一次繞線N1→第4連接點Nd4→第4開關元件H4→第2連接點Nd2之各部的電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。
    於第2開關電路4之周邊，基於一次繞線N1之通電而於二次繞線N2感應出電流。結果，如圖2A所示，形成經由第8連接點Nd8→第6開關元件S2→第6連接點Nd6→二次繞線N2→第5連接點Nd5→第5二極體D5→第7連接點Nd7之各部的電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。於模式1a，如圖2A及圖3(f)所示，第6開關元件S2成為ON(同步整流)狀態。
    於交流電源6之周邊，如圖2A所示，形成經由第2連接點Nd2→第4整流二極體D14→交流電源6→第1整流二極體D11→平滑電感器L1→第1連接點Nd1之各部之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。 (模式1b)
    於圖3所示時刻t12時序將第4開關元件H4予以關閉(turn-off)(參照圖3(d))時，係成為由時刻t12至時刻t13之期間所定義的模式1b之狀態。此時，於第1開關電路3之周邊，流經第4開關元件H4的共振電感器電流ILr，因此失去去路而轉流至第3二極體D3。
    結果，如圖2B所示，形成經由第1連接點Nd1→第1開關元件H1→第3連接點Nd3→共振電容器Cr→共振電感器Lr→一次繞線N1→第4連接點Nd4→第3開關元件H3呈逆並聯連接的第3二極體D3→第1連接點Nd1之各部之電流路徑。流通循環該電流路徑的電流。
    於第2開關電路4之周邊，因為一次繞線N1之通電而於二次繞線N2產生感應電流。結果，如圖2B所示，形成經由第8連接點Nd8→第6開關元件S2→第6連接點Nd6→二次繞線N2→第5連接點Nd5→第5二極體D5→第7連接點Nd7之各部之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。於模式1b，如圖2B及圖3(f)所示，第6開關元件S2係成為ON(同步整流)狀態。
    蓄積於共振電感器Lr的電磁能，係被供給至變壓器T之一次繞線N1。結果，一次及二次繞線N1、N2之電流ILr、IN2，係如圖3(g)及圖3(h)所示呈漸減。於模式1b之初期期間，如圖3(c)所示，第3開關元件H3成為OFF狀態。配合處於該OFF狀態時序，將第3開關元件H3設定成為開起(0電壓開/關)。
    於第2開關電路4及交流電源6之個別之周邊，如圖2B所示，係形成和模式1a同樣之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。其中，該重複說明被省略。又，於模式1b，在二次繞線電流IN2流通終了前將開關元件H1、H4設定成為關閉(turn-off)，次一模式1c可以省略。 (模式1c)
    二次繞線電流IN2呈漸減最終成為零時，成為時刻t13至時刻t14之期間所定義的模式1c之狀態。於第1開關電路3及交流電源6之各個之周邊，如圖2C所示，係形成和模式1b同樣之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。其中，該重複說明被省略。於該模式1c，於共振電感器Lr及一次繞線N1係流通變壓器T之激磁電流(參照圖3(g))。於第2開關電路4之周邊，如圖2C及圖3(h)所示，於二次繞線N2並無電流被感應。 (模式1d)
    於圖3所示時刻t14時序將第1開關元件H1設定成為關閉(參照圖3(a))時，成為模式1d之狀態。此時，於第1開關電路3之周邊，流入第1開關元件H1的共振電感器電流ILr，係轉流至第2二極體D2。
    結果，如圖2D所示，形成經由第2連接點Nd2→第2開關元件H2呈逆並聯連接的第2二極體D2→第3連接點Nd3→共振電容器Cr→共振電感器Lr→一次繞線N1→第4連接點Nd4→第3開關元件H3→第1連接點Nd1之各部之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。
    共振電感器Lr所儲存的電磁能，係被供給至變壓器T之一次繞線N1。結果，一次繞線N1之電流ILr係如圖3(g)所示呈漸減。另外，二次繞線N2之電流IN2係如圖3(h)所示呈漸增。於模式1d之初期，如圖3(b)所示，第2開關元件H2成為OFF狀態。配合該OFF狀態時序，將第2開關元件H2設定成為開起(0電壓開/關)。
    於第2開關電路4之周邊，於模式1c，如圖2C及圖3(f)所示，第6開關元件S2係成為ON(同步整流)狀態。此時，於模式1d，如圖2D及圖3(f)所示，直至時刻t14為止將第6開關元件S2設定成為關閉。
    於交流電源6之周邊，如圖2D所示，係形成和模式1c同樣之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。其中，重複之說明被省略。 (模式1e)
    於圖3所示時刻t15，在流入一次繞線N1之共振電感器電流ILr之流通方向為反轉(圖3(g)之例中由正至負之反轉)時，係成為模式1e之狀態。該模式1e為模式1a之對稱動作。
    具體言之為，在圖3所示時刻t15至時刻t16之期間被定義的模式1e，係如圖2E及圖3(b)及圖3(c)所示，和模式1a呈對稱，第2及第3開關元件H2、H3成為ON狀態。此時，於第1開關電路3之周邊，第1輸入電壓(第1直流端子Nd1、Nd2間之電壓)分別被施加於共振電容器Cr、共振電感器Lr及一次繞線N1。
    結果，如圖2E所示，形成經由第1連接點Nd1→第3開關元件H3→第4連接點Nd4→一次繞線N1→共振電感器Lr→共振電容器Cr→第3連接點Nd3→第2開關元件H2→第2連接點Nd2之各部之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。
    於第2開關電路4之周邊，一次繞線N1之通電引起而於二次繞線N2感應出電流。結果，如圖2E所示，和模式1a呈對稱，而形成經由第8連接點Nd8→第5開關元件S1→第5連接點Nd5→二次繞線N2→第6連接點Nd6→第7二極體D7→第7連接點Nd7之各部之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。模式1e，如圖2E及圖3(e)所示，第5開關元件S1係成為ON(同步整流)狀態。
    於交流電源6之周邊，如圖2E所示，係形成和模式1a同樣之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。於此省略該重複說明。
    以下，在模式1b~1d之各別之對稱動作之後，回至模式1a，重複上述之處理。
    於上述第1相位偏移控制，係藉由第1工作控制，亦即使第1及第2開關元件H1、H2之關閉時序，和第3及4之開關元件H3、H4之關閉時序之間之相位變化，使第1開關電路3之第1交流端子Nd3、Nd4間被施加之電壓之期間之長度變化，如此而調整輸入電流或輸出電力。
    亦即，縮短第1及第4開關元件H1、H4同時設定成為ON狀態之模式1a之期間，以減少輸入電流或輸出電力，與此相反地增長模式1a之期間，增加輸入電流或輸出電力。又，縮短第2及第3開關元件H2、H3同時設定成為ON狀態之模式1e之期間，以減少輸入電流或輸出電力，與此相反地增長模式1e之期間，增加輸入電流或輸出電力。
    於第1相位偏移控制，第1及第4開關元件H1、H4之關閉時序同步時，對第1開關電路3之第1交流端子Nd3、Nd4間施加電壓期間之長度成為最大。又，第2及第3開關元件H2、H3之關閉時序同步時，對第1開關電路3之輸出端子Nd3、Nd4間施加電壓之期間之長度成為最大。此時，於第1相位偏移控制，可得最大之輸入電力．輸出電力。比起第1相位偏移控制所能獲得的最大之輸入電力．輸出電力更大之電力之取得要求時，係適用如後述說明之第2相位偏移控制。 〔第2相位偏移控制〕
    參照圖4A~圖4E及圖5(a)~(h)說明電源裝置1之第2相位偏移控制之電路動作。圖4A~圖4E，係表示第1實施形態之電源裝置1之第2相位偏移控制之動作說明圖。具體言之為，於圖4A~圖4E，係分別表示第2相位偏移控制之模式2a~2e各個之電路動作。圖4A對應於模式2a，如圖4B對應於模式2b，如圖4C對應於模式2c，如圖4D對應於模式2d，如圖4E對應於模式2e。圖5(a)~(h)，係表示第1實施形態之電源裝置1之中各部之ON/OFF狀態與電流波形時間推移時序流程圖。
    又，於第2相位偏移控制之說明係僅說明交流電源6之電壓為一方極性時之動作，交流電源6之電壓為另一方極性時之動作說明被省略。後者時之動作，可以參照前者時之動作而容易理解。
    第2相位偏移控制，可依據控制部5對於交流電源6之電壓是否為特定值以上之判定結果，在電源電壓低於特定值時予以執行。該特定值，係依據輸出電壓(直流負載7之端子間電壓)除以輸入電壓(交流電源6之全波整流電壓)之值、亦即昇壓比來決定。換言之，第2相位偏移控制係和第1相位偏移控制相反，於昇壓比較特定之水準高時予以執行。 (模式2a)
    在由圖5所示時刻t21至時刻t22之期間被定義的模式2a，係如圖4A及圖5(a)及圖3(d)所示，第1及第4開關元件H1、H4成為ON狀態。此時，於第1開關電路3之周邊，第1輸入電壓係分別被施加於共振電容器Cr，共振電感器Lr，及一次繞線N1。結果，如圖4A所示，形成和模式1a同樣的電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。於此省略該重複說明。
    於第2開關電路4之周邊，基於一次繞線N1之通電而於二次繞線N2感應出電流。結果，如圖4A所示，形成經由第6連接點Nd6→二次繞線N2→第5連接點Nd5→第5開關元件S1→第6開關元件S2呈逆並聯連接的第8二極體D8→第6連接點Nd6之各部之電流路徑。流通循環該電流路徑的電流。於模式2a，如圖4A及圖5(e)所示，第5開關元件S1成為ON(同步整流)狀態。
    因此，二次繞線N2之端子(第2交流端子)Nd5、Nd6間成為實質上短路之狀態。於此，本發明所謂“實質上短路”係指，電流路徑內存在著可忽視程度之電壓降成分(圖4A之例為第8二極體D8引起的電壓降成分)時亦視為短路的廣義之電性短路。
    二次繞線N2之端子Nd5、Nd6間實質上短路之狀態，係意味著和二次繞線N2呈磁性耦合的一次繞線N1之端子Nd3、Nd4間亦未產生電壓。因此，於模式2a，於第1開關電路3之周邊，如圖5(g)所示，共振電感器電流ILr係呈線性增大。於圖4A所示電路狀態，將第2開關元件S2設定成為ON則成為同步整流。
    於交流電源6之周邊，如圖4A所示，形成和模式1a同樣之流經各部之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。於此省略該重複說明。 (模式2b)
    於圖5所示時刻t22之時序將第5開關元件S1設定成為關閉(參照圖5(e))，則成為時刻t22至時刻t23的期間被定義的模式2b之狀態。此時，於第1開關電路3及交流電源6之各個之周邊，如圖4B所示，形成和模式2a同樣之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。於此省略該重複說明。
    共振電感器Lr所儲存的電磁能，係被供給至變壓器T之一次繞線N1。結果，一次及二次繞線N1、N2之電流ILr、IN2，係如圖5(g)及圖5(h)所示呈漸減。
    於第2開關電路4之周邊，對一次繞線N1之通電引起而於二次繞線N2產生感應電流。結果，如圖4B所示，形成經由第8連接點Nd8→第6開關元件S2→第6連接點Nd6→二次繞線N2→第5連接點Nd5→第5二極體D5→第7連接點Nd7之各部之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。於模式2b，如圖4B及圖5(f)所示，第6開關元件S2係成為ON(同步整流)狀態。
    於圖5所示時刻t22時序，如圖5(f)所示，第6開關元件S2係成為OFF狀態。配合該OFF狀態時序，將第6開關元件S2設定成為開起(0電壓開/關)。
    又，於模式2b，在二次繞線電流IN2呈漸減而最終成為零之前，將第1及第4開關元件H1、H4設定成為關閉，則亦有省略次一模式2c省略之情況。 (模式2c)
    二次繞線電流IN2呈漸減而最終成為零時，係成為時刻t23至時刻t24的期間被定義的模式2c之狀態。於第1開關電路3及交流電源6之各個之周邊，如圖4C所示，係形成和模式2b同樣之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。於此省略該重複說明。於該模式2c，於共振電感器Lr及一次繞線N1係流經變壓器T之激磁電流。於第2開關電路4之周邊，如圖4C所示，於二次繞線N2未產生感應電流。 (模式2d)
    於圖5所示時刻t24之時序，將第1及第4開關元件H1、H4同時設定成為關閉(參照圖5(a)及圖5(d))，則成為模式2d之狀態。此時，於第1開關電路3之周邊，分別流入第1及第4開關元件H1、H4的共振電感器電流ILr，係分別轉流至第2及第3二極體D2，D3。結果，如圖4D所示，形成經由第2連接點Nd2→和第2開關元件H2呈逆並聯連接的第2二極體D2→第3連接點Nd3→共振電容器Cr→共振電感器Lr→一次繞線N1→第4連接點Nd4→和第3開關元件H3呈逆並聯連接的第3二極體D3→第1連接點Nd1之各部之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。
    共振電感器Lr所儲存的電磁能，係被供給至變壓器T之一次繞線N1。結果，一次繞線N1之電流ILr係如圖5(g)所示呈漸減。另外，二次繞線N2之電流IN2，係如圖5(h)所示呈漸增。於模式2d，第2及第3開關元件H2、H3，係如圖5(b)及圖5(c)所示分別成為OFF狀態。於此，配合該OFF狀態之時序，而將第2及第3開關元件H2、H3同時設定成為開起(0電壓開/關)。 (模式2e)
    於圖5所示時刻t25之時序，當流入一次繞線N1的共振電感器電流ILr之流通方向反轉(圖5(g)之例為由正至負之反轉)時，成為模式2e之狀態。該模式2e為模式2a之對稱動作。
    具體言之為，在如圖5所示時刻t25至時刻t26的期間被定義的模式2e，係如圖4E及圖5(b)及圖5(c)所示，和模式2a呈對稱，第2及第3開關元件H2、H3係成為ON狀態。此時，於第1開關電路3之周邊，第1輸入電壓(第1直流端子Nd1、Nd2間之電壓)，係分別施加於共振電容器Cr，共振電感器Lr，及一次繞線N1。
    結果，如圖4E所示，形成經由第1連接點Nd1→第3開關元件H3→第4連接點Nd4→一次繞線N1→共振電感器Lr→共振電容器Cr→第3連接點Nd3→第2開關元件H2→第2連接點Nd2之各部之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。
    於第2開關電路4之周邊，一次繞線N1之通電引起而於二次繞線N2產生感應電流。結果，如圖4E所示，和模式2a呈對稱，形成經由第8連接點Nd8→第5開關元件S1→第5連接點Nd5→二次繞線N2→第6連接點Nd6→第6開關元件S2→第8連接點Nd8之各部之電流路徑。流通循環該電流路徑的電流。於模式2e，如圖4E及圖5(f)所示，第6開關元件S2係成為ON(同步整流)狀態。
    於交流電源6之周邊，如圖4E所示，係形成和模式2a同樣之電流路徑。電流沿著該電流路徑流通。於此省略該重複說明。
    以下，於模式2b~2d之各個之對稱動作之後，回至模式2a，重複上述之處理。
    於上述第2相位偏移控制，係藉由進行第2工作控制，亦即藉由變化第1~第4開關元件H1~H4之關閉時序，和第5及第6開關元件S1、S2之關閉時序之間之相位，針對第1開關電路3之第1交流端子Nd3、Nd4間施加電壓之同時，變化二次繞線N2之端子Nd5、Nd6間實質上予以短路之期間之長度，據此來調整輸入電流或輸出電力。
    亦即，縮短第1、第4及第5開關元件H1、H4、S1同時設為ON狀態的模式2a之期間，減少輸入電流或輸出電力，另外，與其相反地，增長模式2a之期間而增加輸入電流或輸出電力。又，縮短第2、第3及第6開關元件H2、H3、S2同時設為ON狀態的模式2e之期間，減少輸入電流或輸出電力，另外，與其相反地增長模式2e之期間而增加輸入電流或輸出電力。
    但是，控制部5之動作模式於第1相位偏移控制與第2相位偏移控制之間切換時，該切換部分之輸出之變化呈不連續之情況存在。此時，可以設置第1相位偏移控制與第2相位偏移控制之中間之狀態，經由該中間之狀態進行動作模式之切換，而改善輸出變化之不連續位準。
    具體言之為，作為第1相位偏移控制之最大輸出狀態、而且第2相位偏移控制之最小輸出狀態，只要採用和第1及第4開關元件H1、H4(或第2及第3開關元件H2、H3)之關閉時序同步，而將第6開關元件S2(或第5開關元件S1)設為關閉之構成即可。詳言之為，只要採用將第1開關元件H1(或第2開關元件H2)之關閉至第6開關元件S2(或第5開關元件S1)之關閉為止之期間，於第1相位偏移控制將其固定於0等，於第2相位偏移控制使其增長之構成即可。
    控制部5具有功率因數改善控制機能。輸入電流之調整，係和輸出電力之調整同樣進行。亦即，只要增加輸出電力，輸入電流亦隨之增加，反之，減少輸出電力，輸入電流亦減少。因此，進行控制以提升由交流電源6輸入的電壓與電流之功率因數，來自交流電源6之輸入電力係以交流電源6之2倍之頻率變動，輸出電力亦以交流電源6之2倍之頻率變動。
    但是，直流負載7係對二次電池進行充電時，假設輸出電力變動亦未有特別之問題產生。當然，例如第2平滑電容器C2使用容量極大者時，或第2平滑電容器C2與直流負載7之間插入由電感器與電容器構成的LC濾波器時，可抑制供給至直流負載7的電力或電壓或電流之變動。
    又，共振電容器Cr，係具有除去流入一次繞線N1的共振電感器電流ILr之直流成分，防止變壓器T之偏磁之效果。當然，共振電容器Cr使用容量小者，則可以藉由共振電感器Lr或和變壓器T之激磁電感之串聯共振來增加昇壓比。
    如上述說明，於第1實施形態之電源裝置1，控制部5係藉由對第2開關電路4進行的開關動作實施控制，而將第2交流端子Nd5、Nd6間實質上予以短路。如此則，針對電源裝置1使用的全部開關元件H1~H4、S1、S2可以實現0電壓開/關。因此，依據第1實施形態之電源裝置1，可以提供將開關元件H1~H4、S1、S2之開/關損失之減輕納入考慮的高效率之電源裝置1。
    又，於第1實施形態之電源裝置1，控制部5係針對交流電源6所供給的交流電力之中電流被控制成為正弦波狀的功率因數改善控制加以控制。因此，依據第1實施形態之電源裝置1，可以提供將交流電力之功率因數改善納入考慮的高效率之電源裝置1。
    又，於第1實施形態之電源裝置1，控制部5係藉由執行第1工作控制(第1相位控制)與第2工作控制(第2相位控制)之其中至少一方(包含同時執行兩控制之態樣)，據以調整供給至直流負載7的直流電力之大小，該第1工作控制，係針對正負之全波整流電壓施加於第1直流端子Nd1、Nd2間之期間之長度加以變化者，該第2工作控制，係針對正負之全波整流電壓施加於第1直流端子Nd1、Nd2間之同時，將第2交流端子Nd5、Nd6間實質上予以短路之期間之長度加以變化者。因此，依據第1實施形態之電源裝置1，可以提供將直流電力之精密微調整及調整範圍之擴大納入考慮的高效率之電源裝置1。
    又，於第1實施形態之電源裝置1，第1開關電路3，係具備：將第1及第2開關元件H1、H2串聯連接而成的第1開關腳部SL1，以及將第3及第4開關元件H3、H4串聯連接而成的第2開關腳部SL2，第1及第2開關腳部SL1、SL2係相互被並聯連接。以第1開關腳部SL1之端子(第1連接點Nd1及第2連接點Nd2)間作為第1直流端子間，以第1及第2開關元件H1、H2之串聯連接點(第3連接點Nd3)和第3及第4開關元件H3、H4之串聯連接點(第4連接點Nd4)之間作為第1交流端子間。
    又，第2開關電路4，係具備：將第5二極體D5與第5開關元件S1串聯連接而成的第3開關腳部SL3；及將第7二極體D7與第6開關元件S2串聯連接而成的第4開關腳部SL4，第3及第4開關腳部SL3、SL4係相互被並聯連接。以第3開關腳部SL3之端子(第7連接點Nd7及第8連接點Nd8)間作為第2直流端子間，以第5二極體D5及第5開關元件S1之串聯連接點(第5連接點Nd5)，和第7二極體D7及第6開關元件S2之串聯連接點(第6連接點Nd6)之間作為第2交流端子間。
    因此，依據第1實施形態之電源裝置1，可以提供針對第1及第2開關電路3、4之具體構成予以界定的高效率之電源裝置1。
    又，於第1實施形態之電源裝置1之構成中，第1工作控制為，針對第1及第2開關元件H1、H2之關閉時序，和第3及第4開關元件H3、H4之關閉時序之間之相位加以變化的第1相位偏移控制，第2工作控制為，針對第1~第4開關元件H1~H4之關閉時序，和第5及第6開關元件S1、S2之關閉時序之間之相位加以變化的第2相位偏移控制。因此，依據第1實施形態之電源裝置1，可以提供使用第1及第2相位偏移控制而實現輸出電力之圓滑調整的高效率之電源裝置1。
    又，於第1實施形態之電源裝置1，控制部5，係依據經由第1直流端子Nd1、Nd2予以輸入的電壓，和由第2直流端子Nd7、Nd8輸出的電壓之間之昇壓比，選擇第1及第2工作控制之其中一方進行切換而予以實行。因此，依據第1實施形態之電源裝置1，藉由擇一進行第1及第2相位偏移控制之其中一方之切換，可以提供能實現輸出電力之圓滑調整的高效率之電源裝置1。另外，依據昇壓比而擇一進行第1及第2相位偏移控制之其中一方之切換，可以實現將輸入與輸出之平衡納入考慮的適切之相位偏移控制模式之切換。
    又，於第1實施形態之電源裝置1，係具備：用來作成交流電源6之全波整流電壓的整流電路2，整流電路2係採用將第1~第4整流二極體D11~D14予以橋式連接而成的構成。依據第1實施形態之電源裝置1，可使用整流電路2作成交流電源6之全波整流電壓，可以簡單、適當獲得成為直流電力之轉換對象的全波整流電壓。
    又，依據第1實施形態之電源裝置1，係於交流電源6與第1平滑電容器C1之間連接著平滑電感器L1，因此可以提供將高諧波雜訊之除去耐入考慮的高效率之電源裝置1。
    又，依據第1實施形態之電源裝置1，於第1交流端子Nd3、Nd4間，另外具備和一次繞線N1或二次繞線N2之其中一方或兩者呈串聯連接的共振電容器Cr，因此藉由線圈(一次繞線N1或二次繞線N2之其中一方或兩者)與共振電容器Cr之組合之串聯共振電路，可以提供將交流電力之儲存、功率因數之改善，以及通過帶域寬度之選擇性納入考慮的高效率之電源裝置1。
    又，依據第1實施形態之電源裝置1，於第1~第6開關元件H1~H4、S1、S2之各個係將二極體予以逆並聯連接，導通損失及開/關損失之減輕納入考慮的高效率之電源裝置1。
    又，依據第1實施形態之電源裝置1，直流負載7係具備二次電池，使用由第2直流端子Nd7、Nd8輸出的直流電力進行二次電池之充電，因此可以提供將二次電池之高效率充電納入考慮的電源裝置1。
    又，於第1實施形態之電源裝置1，其構成係採用具備：第1開關電路3，第2開關電路4，和一次繞線N1或二次繞線N2之其中一方或兩者呈串聯連接的共振電感器Lr，針對第1及第2開關電路3、4各別進行的開關動作實施控制的控制部5。
    第1開關電路3，係具備將第1及第2開關元件H1、H2串聯連接而成的第1開關腳部SL1，及將第3及第4開關元件H3、H4串聯連接而成的第2開關腳部SL2，第1及第2開關腳部SL1、SL2係相互被並聯連接。以第1開關腳部SL1之端子(第1連接點Nd1及第2連接點Nd2)間作為第1直流端子間，以第1及第2開關元件H1、H2之串聯連接點(第3連接點Nd3)和第3及第4開關元件H3、H4之串聯連接點(第4連接點Nd4)之間作為第1交流端子間。
    另外，第2開關電路4，係具備將第5二極體D5與第5開關元件S1串聯連接而成的第3開關腳部SL3；及將第7二極體D7與第6開關元件S2串聯連接而成的第4開關腳部SL4，第3及第4開關腳部SL3、SL4係相互被並聯連接。以第3開關腳部SL3之端子(第7連接點Nd7及第8連接點Nd8)間作為第2直流端子間，以第5二極體D5及第5開關元件S1之串聯連接點(第5連接點Nd5)，和第7二極體D7及第6開關元件S2之串聯連接點(第6連接點Nd6)之間作為第2交流端子間。
    控制部5，擇一進行第1相位偏移控制與第2相位偏移控制之其中一方，該第1相位偏移控制，係針對第1及第2開關元件H1、H2之關閉時序，和第3及第4開關元件H3、H4之關閉時序之間之相位加以變化者，該第2相位偏移控制，係針對第1~第4開關元件H1~H4之關閉時序，和第5及第6開關元件S1、S2之關閉時序之間之相位加以變化者。
    依據第1實施形態之電源裝置1，可以提供對第1及第2開關電路3、4之具體構成加以界定的高效率之電源裝置1。而且，藉由使用擇一進行第1及第2相位偏移控制之其中一方之切換，可以提供能實現輸出電力之圓滑調整的高效率之電源裝置1。 〔第1實施形態之電源裝置1之變形例〕
    圖6係表示本發明之第1實施形態之電源裝置1之變形例之電路圖。該變形例，係取代單相之交流電源6，改用三相之交流電源91。伴隨該變形而取代整流電路2，採用具有相互被橋式連接的第21~第26之整流二極體D21~D26的三相橋式整流電路93。又，其他之部分之構成為同一。
    依據本發明之第1實施形態之電源裝置1之變形例，可以提供將三相之交流電源91之對應納入考慮的高效率之電源裝置。 〔第2實施形態〕
    於說明本發明之第2實施形態之電動車之電源系統之前，說明本發明之背景技術。
    近年來，隨地球環保意識之高漲，電動車之普及被進行。電動車係以馬達作為驅動源，具有馬達驅動用之二次電池。使用由商用之交流電源進行電力轉換而得的直流電力對該二次電池進行充電。二次電池被充電的直流電力，係被逆轉換為交流電力供作馬達之驅動用。
    由商用電源至二次電池，欲以更少電力安全地進行充電，而需要轉換效率高、而且絕緣型之轉換器(converter)。通常，欲獲得和交流電源呈絕緣的直流電力，而使用非絕緣型之AC-DC轉換器。係將來自交流電源之輸入電流控制成為正弦波狀之同時，產生直流電力，藉由絕緣型DC-DC轉換器實施該直流電力之絕緣而獲得直流電力。
    但是上述之構成為非絕緣型AC-DC轉換器與絕緣型DC-DC轉換器之2段構成，導致電源裝置大型化，轉換效率亦容易降低之問題。
    因此可將本第1實施形態之電源裝置1考慮適用於電動車。圖7係表示利用本發明第1實施形態之電源裝置1的第2實施形態之電動車110之電源系統111之概要構成圖。
    第2實施形態之電動車110之電源系統111，如圖7所示，係具備：第1實施形態之電源裝置1，對補助電池106進行電力供給的第1DC-DC轉換器100，各種之電機機器101，對反相器103進行電力供給的第2DC-DC轉換器102，對驅動用馬達104進行驅動的反相器103，對電動車110之車輪(未圖示)進行驅動的驅動用馬達104，二次電池105，對電機機器101進行供電的補助電池106，對急速充電器等外部直流電源(未圖示)進行連接之急速充電連接器107，及連接於外部之交流電源109之隨插即用充電連接器108。
    第1實施形態之電源裝置1，係連接於直流負載之二次電池105，及隨插即用充電連接器108。於二次電池105，係連接著第1及第2DC-DC轉換器100、102，以及急速充電連接器107。
    第1實施形態之電源裝置1之動作，係將經由隨插即用充電連接器108被連接的交流電源109之交流電力，轉換為直流電力而對二次電池105進行充電。
    依據第2實施形態之電動車110之電源系統111，藉由第1實施形態之電源裝置1之適用，可以由例如商用之交流電源109以高效率，針對搭載於電動車110的二次電池105進行充電。又，第2實施形態之電動車110之電源系統111，亦可取代電動車110改適用於油電混合車。 〔其他之實施形態〕
    以上說明之複數實施形態係表示本發明之具現化例。因此，彼等並非用來限定本發明之技術範圍。本發明在不脫離該要旨或該主要特徵範圍內可作各種形態實施。
    例如，於本第1實施形態之電源裝置1，係說明第1~第6開關元件H1~H4、S1、S2為MOSFET之例，但本發明不限定於該例。例如亦可以使用IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)或GaN元件、SiC(Silicon Carbide)元件等作為開關元件。但是以該元件類使用作為開關元件時，於各個之開關元件需要將二極體予以逆並聯連接。
    又，於本第1實施形態之電源裝置1，第1開關電路3係說明將第1~第4開關元件H1~H4以全橋式連接之態樣之例，但本發明不限定於該例。例如第1開關電路3，只要能針對一次繞線N1施加電壓的時間加以變化者即可，亦可採用其他之電路方式。
    又，於本第1實施形態之電源裝置1說明之例，第2開關電路4，如圖1所示，係具備：使第5二極體D5與第5開關元件S1透過第5連接點Nd5予以串聯連接而成的第3開關腳部SL3，及使第7二極體D7與第6開關元件S2透過第6連接點Nd6予以串聯連接而成的第4開關腳部SL4，彼等第3及第4開關腳部SL3、SL4係相互被並聯連接的態樣之例，但本發明不限定於該例。例如第2開關電路4，只要能使二次繞線N2實質上短絡者即可，可採用其他之電路方式。又，在二次繞線N2實質上短路的路徑插入電容器之變形例，亦包含於本發明之技術範圍內。
    又，於本第1實施形態之電源裝置1，本發明之共振電感器Lr係說明獨立之電感器之例，但本發明不限定於該例。例如本發明之共振電感器Lr，只要能儲存本發明要求之大小之電磁能即可，例如可為電線具有之電感成分。其亦和平滑電感器L1同樣。
    最後，於本第1實施形態之電源裝置1，雖說明具備交流電源6及整流電路2之態樣之例，但本發明不限定於該例。例如取代交流電源6及整流電路2，改用供給直流電力的直流電源亦可。此一構成，可使針對直流電源所供給的直流電壓之位準(包含輸入位準與輸出位準為同一態樣者)進行調整而供給至直流負載的DC-DC轉換器予以具體化。
    1‧‧‧電源裝置
    2‧‧‧整流電路
    3‧‧‧第1開關電路
    4‧‧‧第2開關電路
    5‧‧‧控制部
    6‧‧‧交流電源
    7‧‧‧直流負載
    110‧‧‧電動車
    111‧‧‧第2實施形態之電動車之電源系統
    L1‧‧‧平滑電感器
    Lr‧‧‧共振電感器
    C1‧‧‧第1平滑電容器
    C2‧‧‧第2平滑電容器
    Cr‧‧‧共振電容器
    T‧‧‧變壓器
    N1‧‧‧一次繞線
    N2‧‧‧二次繞線
    H1~H4、S1、S2‧‧‧第1~第6開關元件
    D1~D8‧‧‧第1~第8二極體
    D11~D14‧‧‧第1~第4整流二極體
    Nd1~Nd8‧‧‧第1~第8連接點
    〔圖1〕本發明之第1實施形態之電源裝置1之電路圖。
    〔圖2A〕本發明之第1實施形態之電源裝置1之第1相位偏移控制之動作說明圖。
    〔圖2B〕本發明之第1實施形態之電源裝置1之第1相位偏移控制之動作說明圖。
    〔圖2C〕本發明之第1實施形態之電源裝置1之第1相位偏移控制之動作說明圖。
    〔圖2D〕本發明之第1實施形態之電源裝置1之第1相位偏移控制之動作說明圖。
    〔圖2E〕本發明之第1實施形態之電源裝置1之第1相位偏移控制之動作說明圖。
    〔圖3〕圖3(a)~(h)係本發明之第1實施形態之電源裝置1之第1相位偏移控制之動作說明時序流程圖。
    〔圖4A〕本發明之第1實施形態之電源裝置1之第2相位偏移控制之動作說明圖。
    〔圖4B〕本發明之第1實施形態之電源裝置1之第2相位偏移控制之動作說明圖。
    〔圖4C〕本發明之第1實施形態之電源裝置1之第2相位偏移控制之動作說明圖。
    〔圖4D〕本發明之第1實施形態之電源裝置1之第2相位偏移控制之動作說明圖。
    〔圖4E〕本發明之第1實施形態之電源裝置1之第2相位偏移控制之動作說明圖。
    〔圖5〕本發明之第1實施形態之電源裝置1之第2相位偏移控制之動作說明時序流程圖。
    〔圖6〕本發明之第1實施形態之變形例之電源裝置之中和第1實施形態不同的三相整流橋式電路之電路圖。
    〔圖7〕組裝有本發明之第1實施形態之電源裝置1的電動車(electric car)110之電源系統之概要表示用的機能方塊圖。
    1‧‧‧電源裝置
    2‧‧‧整流電路
    3‧‧‧第1開關電路
    4‧‧‧第2開關電路
    5‧‧‧控制部
    6‧‧‧交流電源
    7‧‧‧直流負載
    L1‧‧‧平滑電感器
    Lr‧‧‧共振電感器
    C1‧‧‧第1平滑電容器
    C2‧‧‧第2平滑電容器
    Cr‧‧‧共振電容器
    T‧‧‧變壓器
    N1‧‧‧一次繞線
    N2‧‧‧二次繞線
    H1~H4、S1、S2‧‧‧第1~第6開關元件
    D1~D8‧‧‧第1~第8二極體
    D11~D14‧‧‧第1~第4整流二極體
    Nd1~Nd8‧‧‧第1~第8連接點
    11‧‧‧電壓感測器
    12‧‧‧電壓感測器
    13‧‧‧電流感測器
    14‧‧‧電流感測器
    SL1‧‧‧第1開關腳部
    SL2‧‧‧第2開關腳部
    SL3‧‧‧第3開關腳部
    SL4‧‧‧第4開關腳部
    IN2‧‧‧二次繞線電流
    ILr‧‧‧共振電感器電流
    权利要求:
    Claims (12)
    [1] 一種電源裝置，係連接於供給交流電力的交流電源與直流負載之間，將上述交流電源所供給的上述交流電力轉換為直流電力而供給至上述直流負載者；其特徵為：具備：第1開關電路，係使上述交流電源之全波整流電壓經由第1直流端子予以輸入，使針對上述輸入之電壓進行開關動作而產生的正負電壓，輸出至被連接於第1交流端子間的變壓器之一次繞線；第1平滑電容器，係被連接於上述第1直流端子間；第2開關電路，係磁性耦合於上述一次繞線而將構成上述變壓器的二次繞線所感應的電力，透過連接於上述二次繞線之端子間的第2交流端子予以輸入，將針對上述輸入之電力進行開關動作而產生、並藉由連接於第2直流端子間的第2平滑電容器實施平滑化後的直流電力，供給至連接於上述第2直流端子間之上述直流負載；共振電感器，係串聯連接於上述一次繞線或上述二次繞線之其中一方或兩者；及控制部，係對上述第1及第2開關電路所分別進行的上述開關動作進行控制；上述控制部，係藉由對上述第2開關電路所進行的上述開關動作進行控制，而將上述第2交流端子間實質上予以短路。
    [2] 如申請專利範圍第1項之電源裝置，其中上述控制部，係對上述交流電源所供給的交流電力進行功率因數改善控制，而將電流控制成為正弦波狀。
    [3] 如申請專利範圍第1項之電源裝置，其中上述控制部，係藉由執行第1工作控制與第2工作控制之其中至少一方，而對供給至上述直流負載的直流電力之大小進行調整；上述第1工作控制，係變化上述正負電壓被施加於上述第1交流端子間的期間之長度，上述第2工作控制，係變化上述正負電壓被施加於上述第1交流端子間之同時使上述第2交流端子間實質上呈短路的期間之長度。
    [4] 如申請專利範圍第3項之電源裝置，其中上述第1開關電路，係具備：將第1及第2開關元件串聯連接而成的第1開關腳部；及將第3及第4開關元件串聯連接而成的第2開關腳部；上述第1及第2開關腳部係相互被並聯連接；以上述第1開關腳部之端子間作為上述第1直流端子間；將上述第1及第2開關元件之串聯連接點和上述第3及第4開關元件之串聯連接點之間，設定成為上述第1交流端子間；上述第2開關電路，係具備：由第5二極體與第5開關元件串聯連接而成的第3開關腳部；及由第7二極體與第6開關元件串聯連接而成的第4開關腳部；上述第3與第4開關腳部係相互被並聯連接；以上述第3開關腳部之端子間作為上述第2直流端子間；將上述第5二極體和上述第5開關元件之串聯連接點，與上述第7二極體和上述第6開關元件之串聯連接點之間，設定成為上述第2交流端子間。
    [5] 如申請專利範圍第4項之電源裝置，其中上述第1工作控制為第1相位偏移控制，用於變化上述第1及第2開關元件之關閉時序(turn-off timing)，和上述第3及第4開關元件之關閉時序間之相位；上述第2工作控制為第2相位偏移控制，用於變化上述第1~第4開關元件之關閉時序，和上述第5及第6開關元件之關閉時序間之相位。
    [6] 如申請專利範圍第4項之電源裝置，其中上述控制部，係依據經由上述第1直流端子輸入的電壓，和上述第2直流端子所輸出的上述直流電力之中之電壓之比，而選擇上述第1及第2工作控制之其中之一方執行切換。
    [7] 如申請專利範圍第1項之電源裝置，其中具備：作成上述交流電源之全波整流電壓的整流電路；上述整流電路，係將第1~第4整流二極體以橋式連接而成。
    [8] 如申請專利範圍第1項之電源裝置，其中於上述交流電源與上述第1平滑電容器之間連接著平滑電感器。
    [9] 如申請專利範圍第1項之電源裝置，其中於上述第1交流端子間，另具備：和上述一次繞線或上述二次繞線之其中一方或兩者呈串聯連接的共振電容器。
    [10] 如申請專利範圍第4項之電源裝置，其中上述第1~第6開關元件之各個，係分別將二極體逆並聯連接。
    [11] 如申請專利範圍第1項之電源裝置，其中上述直流負載係具備二次電池；使用由上述第2直流端子輸出的上述直流電力進行上述二次電池之充電。
    [12] 一種電源裝置，係連接於供給直流電力的直流電源與直流負載之間，對上述直流電源所供給的直流電壓之位準進行調整而供給至上述直流負載者；其特徵為具備：第1開關電路，係使上述直流電源所供給的直流電壓經由第1直流端子予以輸入，將針對上述輸入的電壓進行開關動作所產生的正負電壓，輸出至第1交流端子間所連接的變壓器之一次繞線；第1平滑電容器，係連接於上述第1直流端子間；第2開關電路，係將和上述一次繞線呈磁性耦合而構成上述變壓器的二次繞線所感應的電力，透過上述二次繞線之端子間所連接的第2交流端子予以輸入，將針對上述輸入的電力進行開關動作而產生並經由第2直流端子間所連接的第2平滑電容器實施平滑化的直流電力，供給至上述第2直流端子間所連接的上述直流負載；共振電感器，係串聯連接於上述一次繞線或上述二次繞線之其中一方或兩者；及控制部，係控制上述第1及第2開關電路所分別進行的上述開關動作；上述第1開關電路，係具備：將第1及第2開關元件串聯連接而成的第1開關腳部；及將第3及第4開關元件串聯連接而成的第2開關腳部；上述第1及第2開關腳部係相互被並聯連接；以上述第1開關腳部之端子間作為上述第1直流端子間；將上述第1及第2開關元件之串聯連接點和上述第3及第4開關元件之串聯連接點之間，設定成為上述第1交流端子間；上述第2開關電路，係具備：由第5二極體與第5開關元件串聯連接而成的第3開關腳部；及由第7二極體與第6開關元件串聯連接而成的第4開關腳部；上述第3與第4開關腳部係相互被並聯連接；以上述第3開關腳部之端子間作為上述第2直流端子間；將上述第5二極體和上述第5開關元件之串聯連接點，與上述第7二極體和上述第6開關元件之串聯連接點之間，設定成為上述第2交流端子間；上述控制部係執行第1相位偏移控制與第2相位偏移控制之其中至少一方，該第1相位偏移控制，係變化上述第1及第2開關元件之關閉時序，與上述第3及第4開關元件之關閉時序之間之相位，該第2相位偏移控制，係變化上述第1~第4開關元件之關閉時序，與上述第5及第6開關元件之關閉時序之間之相位。
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    同族专利:
    公开号 | 公开日
    US9025345B2|2015-05-05|
    JP2012249375A|2012-12-13|
    US20120300502A1|2012-11-29|
    JP5530401B2|2014-06-25|
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    CN102801328A|2012-11-28|
    CN102801328B|2014-12-24|
    引用文献:
    公开号 | 申请日 | 公开日 | 申请人 | 专利标题
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    TWI309915B|2006-04-13|2009-05-11|Acbel Polytech Inc||
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    US8693213B2|2008-05-21|2014-04-08|Flextronics Ap, Llc|Resonant power factor correction converter|
    DE102008028952A1|2008-06-18|2009-12-24|Abb Ag|AC-DC-Zwischenkreis-Wandler mit sehr weitem AC-Eingangsspannungs-Bereich|
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    US8705252B2|2011-04-15|2014-04-22|Power Integrations, Inc.|Off line resonant converter with merged line rectification and power factor correction|
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    优先权:
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