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    • 专利摘要:
    本發明提供一種即使在交流電壓的振幅發生變化之情況，也可抑制流至發光元件之電流的變化之發光元件驅動電路。此發光元件驅動電路具備有：輸出將交流電壓予以全波整流而得到的整流電壓之整流電路；以對於整流電壓進行分壓而分出的分壓電壓作為基準電壓而予以輸出之分壓電路；導通時使發光元件的驅動電流按照整流電壓而增加，不導通時使發光元件的驅動電流減少之電晶體；在每預定期間使電晶體成為導通或不導通之任一狀態，且若與流至電晶體之電流對應之電壓上升成為基準電壓，便使電晶體成為另一狀態之控制電路；以及在整流電壓的振幅比預定的振幅大之情況，將分壓電路的分壓比設為第一分壓比來使基準電壓降低，在整流電壓的振幅比預定的振幅小之情況，將分壓比設為第二分壓比來使基準電壓上升之分壓比調整電路。
    公开号:TW201306660A
    申请号:TW101118918
    申请日:2012-05-28
    公开日:2013-02-01
    发明作者:Feng Xu；Shuhei Kawai；Tomoyuki Goto
    申请人:Semiconductor Components Ind；
    IPC主号:H05B45-00
    专利说明:
    發光元件驅動電路
    本發明係關於發光元件驅動電路。
    在採用LED(Light Emitting Diode：發光元件)之照明機器中，有使用一種既改善功率又驅動LED的LED驅動電路之技術(參照例如專利文獻1)。
    第11圖係顯示LED驅動電路的一般性構成之圖。當將商用電源的交流電壓Vac供給到全波整流電路300時，全波整流電路300就將交流電壓Vac予以全波整流然後輸出。電阻器310,320係對於經全波整流電路300加以全波整流後得到的整流電壓Vrec進行分壓，並作為基準電壓Vref並予以輸出。開關電路330係依每預定周期使NMOS電晶體340導通(on)，且若與流至LED 350之電流對應之電壓Vs升高到等於基準電壓Vref，便使NMOS電晶體340不導通(off)。在LED驅動電路200中，因為基準電壓Vref與整流電壓Vrec相似，所以流至LED 350之電流的波形也會成為與整流電壓Vrec的波形相似之波形。因此，LED驅動電路200能夠改善功率又可驅動LED 350。 (先前技術文獻) (專利文獻)
    (專利文獻1)日本特開2010-50336號公報
    然而，商用電源的交流電壓Vac的振幅，有在例如90V至140V的範圍內大幅地變化之情形。在如此之情況，基準電壓Vref的準位(level)也會大幅地變化，結果就會有流至LED 350之電流也大幅地變化，造成LED 350的亮度大幅偏離預定的亮度之情形。
    本發明係有鑑於上述問題而完成者，其目的在提供即使在交流電壓的振幅發生變化之情況，也可抑制流至發光元件之電流的變化之發光元件驅動電路。
    為了達成上述目的，本發明的一個態樣係為一種發光元件驅動電路，具備有：輸出將交流電壓予以全波整流而得到整流電壓之整流電路；以對於前述整流電壓進行分壓而分出的分壓電壓作為基準電壓而予以輸出之分壓電路；導通(on)時使發光元件的驅動電流按照前述整流電壓而增加，不導通(off)時使前述發光元件的前述驅動電流減少之電晶體；在每預定期間使前述電晶體成為導通或不導通之任一狀態，且若與流至前述電晶體之電流對應之電壓上升成為前述基準電壓，便使前述電晶體成為另一狀態之控制電路；以及在前述整流電壓的振幅比預定的振幅大之情況，將前述分壓電路的分壓比設為第一分壓比來使前述基準電壓降低，在前述整流電壓的振幅比前述預定的振幅小之情況，將前述分壓比設為第二分壓比來使前述基準電壓上升之分壓比調整電路。
    如此，就可提供即使在交流電壓的振幅發生變化之情況，也可抑制流至發光元件之電流的變化之發光元件驅動電路。
    透過本說明書及隨附圖式之記載，可至少使下述之事項變得更加清楚明瞭。
    第1圖係顯示作為本發明的一個實施形態之LED驅動電路10的構成圖。LED驅動電路10係為例如：根據振幅在90至140V的範圍變動之商用電源的交流電壓Vac，來驅動LED 30至39之電路。LED驅動電路10包含：全波整流電路20、平滑化電路21、基準電壓產生電路22、LED 30至39、NMOS電晶體40、電感器(inductor)41、二極體42、電阻器43、及控制IC(Integrated Circuit)50而構成。
    全波整流電路20係對於輸進來的交流電壓Vac進行全波整流，然後輸出整流電壓Vrec。
    平滑化電路21係用來產生與整流電壓Vrec的振幅對應之直流電壓之電路，且包含電阻器60,61、及電容器62而構成。電阻器60,61係將整流電壓Vrec予以分壓，電容器62則是將產生於電阻器61兩端之電壓予以平滑化。因此，會在電容器62兩端產生與整流電壓Vrec(交流電壓Vac)的振幅對應的準位之直流的電壓Vc1。
    基準電壓產生電路22係產生與整流電壓Vrec相似之基準電壓Vref之電路，且包含分壓電路65、NMOS電晶體66、及電容器67而構成。分壓電路65係包含串聯連接的電阻器70至72而構成。整流電壓Vrec施加至電阻器70(第一電阻器)，電阻器71(第二電阻器)設於電阻器70,72之間，電阻器72(第三電阻器)接地。NMOS電晶體66(開關)的源極電極連接至電阻器71的一端，汲極電極連接至電阻器71的另一端，閘極電極則連接有電容器67。
    因此，產生於電阻器71與電阻器72的連接節點(node)之基準電壓Vref，會為如式(1)所示之電壓。
    Vref=(R3/(R1+(R2//Rm)+R3))×Vrec………(1)
    其中，R1至R3分別表示電阻器70至72的電阻值，Rm表示NMOS電晶體66的汲極-源極間電阻。
    而且，NMOS電晶體66不導通(off)之情況的基準電壓Vref1，會為如式(2)所示之電壓。
    Vref1=(R3/(R1+R2+R3))×Vrec………(2)其中，NMOS電晶體66不導通時的電阻值Rm係設計成比電阻值R2大非常多。
    另一方面，NMOS電晶體66導通(on)之情況的基準電壓Vref2，則為如式(3)所示之電壓。
    Vref2=(R3/(R1+R3))×Vrec………(3)其中，NMOS電晶體66導通時的電阻值Rm係設計成比電阻值R2小非常多。此處，假設NMOS電晶體66不導通之情況之分壓電路65的分壓比(R3：(R1+R2+R3))為分壓比A(第一分壓比)，假設NMOS電晶體66導通之情況之分壓電路65的分壓比(R3：(R1+R3))為分壓比B(第二分壓比)。以及，假設式(2)的係數(R3/(R1+R2+R3))為分壓比A之值，式(3)的係數(R3/(R1+R3))為分壓比B之值。因此，分壓比A之值係小於分壓比B之值。
    因此，會從基準電壓產生電路22輸出：準位會按照NMOS電晶體66的狀態而變化且會與整流電壓Vrec相似之基準電壓Vref。
    LED 30至39係為串聯連接之10個白色LED，且整流電壓Vrec施加至LED 30的陽極，LED 39的陰極連接至電感器41的一端。假設各LED 30至39的順向電壓為例如3V。
    NMOS電晶體40係與電感器41及二極體42一起控制用來驅動LED 30至39之驅動電流Is的增減。具體而言，當NMOS電晶體40在整流電壓Vrec的準位比所有的LED 30至39的順向電壓的和(30V)高之狀態下導通時，驅動電流Is就會按照整流電壓Vrec而增大。於是，會在電感器41蓄積對應於驅動電流Is的電流值之能量。另一方面，當NMOS電晶體40不導通時，蓄積於電感器41的能量就會通過LED 30至39、電感器41、二極體42之迴路(loop)而放出，驅動電流Is因而減小。另外，若整流電壓Vrec的準位比30V低時，則即使是NMOS電晶體40為導通之情況，也會因為LED 30至39皆為off而不會有驅動電流Is流通。換言之，LED 30至39只有在整流電壓Vrec的準位比30V高之情況才會發光。
    電阻器43係用來檢測出NMOS電晶體40為導通時之驅動電流Is的電流值之電阻器，且設於NMOS電晶體40的源極與接地GND之間。在此，將在電阻器43的一端產生，且依驅動電流Is的電流值而定的電壓設為檢出電壓Vs。
    控制IC 50係使基準電壓產生電路22產生與整流電壓Vrec的振幅對應的準位之基準電壓Vref，並且根據基準電壓Vref及檢出電壓Vs來控制NMOS電晶體40之開關。控制IC 50係包含電源電路80、基準電壓電路81、比較器(comparator)82、及開關控制電路83而構成。
    電源電路80係在例如整流電壓Vrec經由未圖示的端子輸進來時，產生用來使控制IC 50內的各區塊(block)動作之電源。
    基準電壓電路81及比較器82，係按照施加於端子DC之電壓Vc1的準位，亦即整流電壓Vrec的振幅，而使電容器67充放電之充放電電路。
    基準電壓電路81(電壓產生電路)產生預定準位VA之電壓V1。預定準位VA(第一準位)係在預定振幅Vp之整流電壓Vrec輸入平滑化電路21之際，與在平滑化電路21得到的電壓Vc1的準位相等的準位。
    電壓Vc1經由端子DC而施加至比較器82的反轉輸入端子，預定準位VA之電壓V1施加至非反轉輸入端子。因此，電壓Vc1的準位比預定準位VA低之情況，比較器82透過端子SW使電容器67充電，電壓Vc1的準位比預定準位VA高之情況，比較器82使電容器67放電。
    不過，在例如平滑化電路21中進行的一直是使比預定的振幅Vp小的整流電壓Vrec平滑化之情況，就不會有電壓Vc1的準位超過預定準位VA之情形。在如此之情況，因為一直使電容器67充電，所以電容器67的充電電壓Vc2的準位，會變得比讓NMOS電晶體66導通之預定準位VB(第二準位)高。結果，在基準電壓Vref方面，輸出的是如例如第2圖之實線所示之以值較大的分壓比B進行整流電壓Vrec的分壓而得到之基準電壓Vref2。
    另一方面，在例如平滑化電路21中進行的一直是使比預定的振幅Vp大的整流電壓Vrec平滑化之情況，電壓Vc1的準位會比預定準位VA高。在如此之情況，因為使電容器67放電，所以NMOS電晶體66會變為不導通。結果，在基準電壓Vref方面，輸出的是如例如第2圖之一點鏈線所示之以值較小的分壓比A進行整流電壓Vrec的分壓而得到之基準電壓Vref1。
    以如此方式，控制IC 50在振幅較大的交流電壓Vac持續輸入時，將分壓電路65的分壓比調整成使基準電壓Vref降低之分壓比，在振幅較小的交流電壓Vac持續輸入時，將分壓電路65的分壓比調整成使基準電壓Vref上升之分壓比。因此，在LED驅動電路10中，即使是交流電壓Vac的振幅大幅變動之情況，基準電壓Vref的準位大幅變化的情形也會受到抑制。
    基準電壓電路81、比較器82、NMOS電晶體66、及電容器67，係相當於對分壓電路65的分壓比進行調整之分壓調整電路。
    開關控制電路83(控制電路)係控制NMOS電晶體40之開關以使得驅動電流Is的波形成為與基準電壓Vref的波形相似的波形之電路，且包含振盪電路90、比較器91、SR正反器(flip-flop)92、及驅動電路93而構成。
    振盪電路(OSC)90輸出預定周期的振盪訊號Vosc，比較器91進行經由端子RIN而輸入之基準電壓Vref、與經由端子CS而輸入之檢出電壓Vs之比較。假設振盪訊號Vosc的周期為例如100kHz左右，比交流電壓Vac的週期(例如50Hz)短很多。
    此外，振盪電路90係如例如第3圖所示，包含電阻器100至102、NMOS電晶體103至105、PMOS電晶體106、偏壓電流源107,108、電容器109、比較器110、及反向器(inverter)111而構成。
    分別使NMOS電晶體103,104導通，電壓VH,VL(<VH)就輸入至比較器110的反轉輸入端子。NMOS電晶體105、PMOS電晶體106、及偏壓電流源107,108，係根據比較器110之輸出而使電容器109充放電。
    首先，若比較器110之輸出，亦即振盪訊號Vosc為高準位(以下記為H準位)，則NMOS電晶體104導通，NMOS電晶體103不導通。因此，電壓VL施加於比較器110的反轉輸入端子。另外，因為NMOS電晶體105導通，所以電容器109會因為偏壓電流源108所產生之電流而放電。然後，當電容器109的充電電壓(比較器110的非反轉輸入端子的電壓)變得比電壓VL低，比較器110就使振盪訊號Vosc變為低準位(以下記為L準位)。
    接著，當振盪訊號Vosc變為低準位，NMOS電晶體104就會不導通，NMOS電晶體103會導通，因此電壓VH施加於比較器110的反轉輸入端子。另外，因為PMOS電晶體106導通，所以電容器109會因為偏壓電流源107所產生之電流而充電。然後，當電容器109的充電電壓(比較器110的非反轉輸入端子的電壓)變得比電壓VH高，比較器110就使振盪訊號Vosc變為H準位。藉由重複進行如此的動作，振盪電路90輸出預定周期的振盪訊號Vosc(時脈訊號)。
    振盪訊號Vosc輸入至SR正反器92的S輸入，比較器91的比較結果輸入至SR正反器92的R輸入。因此，SR正反器92的Q輸出，會在每個振盪訊號Vosc為H準位之預定周期為H準位，在檢出電壓Vs上升到等於基準電壓Vref時變為L準位。
    驅動電路93在SR正反器92的Q輸出為H準位時，透過端子OUT使NMOS電晶體40導通，在SR正反器92的Q輸出為L準位時，使NMOS電晶體40不導通。因此，驅動電路93係每預定周期使NMOS電晶體40導通，且在與驅動電流Is的峰值電流對應之檢出電壓Vs等於基準電壓Vref時，使NMOS電晶體40變為不導通。於是，驅動電流Is的波形會成為與基準電壓Vref的波形相似之波形。 <<LED驅動電路10的動作(整流電壓Vrec的振幅>預定的振幅Vp)>>
    在此，參照第4圖來說明在有振幅較大的交流電壓Vac輸進來之情況，亦即有振幅比預定的振幅Vp大之整流電壓Vrec產生之情況下的LED驅動電路10的起動時的動作。要使LED驅動電路10起動之前，係使電容器62,67放電，使電壓Vc1、充電電壓Vc2分別為0。另外，在此，假設從預定的振幅Vp之整流電壓Vrec施加至平滑化電路21，到先放電過之電容器62的電壓Vc1的準位達到預定準位VA為止之期間為期間TA，到先放電過之電容器67的充電電壓Vc2的準位達到預定準位VB為止之期間為期間TB。而且，在本實施形態中，係以讓期間TB(第二期間)比期間TA(第一期間)長之方式來設計例如比較器82的源極電流的電流值。第4圖中，為求方便，而描繪預定的振幅Vp的整流電壓Vrec的波形、及施加預定的振幅Vp的整流電壓Vrec之際之電壓Vc1的上升波形。
    首先，當交流電壓Vac在時刻t0輸入時，就產生對應於交流電壓Vac之整流電壓Vrec，所以電壓Vc1從0V開始上升。此處，因為電壓Vc1的準位比電壓V1的預定準位VA低，所以比較器82會使電容器67充電，使得充電電壓Vc2也從0V開始上升。其間，由於充電電壓Vc2的準位比預定準位VB低，所以NMOS電晶體66為不導通狀態。因此，在基準電壓Vref方面輸出的是基準電壓Vref1。
    然而，在時刻t0，振幅比預定的振幅Vp大之整流電壓Vrec開始施加至平滑化電路21。因此，電壓Vc1的上升速度會比施加預定的振幅Vp的整流電壓Vrec至平滑化電路21的情況(第4圖中以一點鏈線表示之波形)快。因此，在比從時刻t0開始經過期間TA時之時刻t2早之時刻t1，電壓Vc1的準位就達到預定準位VA。
    然後，到了時刻t1就開始使電容器67放電，所以時刻t1以後，充電電壓Vc2會降低。如此，就不會在有振幅較大的交流電壓Vac輸入之情況，發生充電電壓Vc2的準位變得比預定準位VB高之情形。因此，在基準電壓Vref方面會一直輸出基準電壓Vref1。 <<LED驅動電路10的動作(整流電壓Vrec的振幅<預定的振幅Vp)>>
    接著，參照第5圖來說明在有振幅較小的交流電壓Vac輸進來之情況，亦即有振幅比預定的振幅Vp小之整流電壓Vrec產生之情況下的LED驅動電路10的起動時的動作。第5圖中，也和第4圖一樣，為求方便，而描繪預定的振幅Vp的整流電壓Vrec的波形、及施加預定的振幅Vp的整流電壓Vrec之際之電壓Vc1的上升波形。
    首先，當交流電壓Vac在時刻t10輸入時，就產生對應於交流電壓Vac之整流電壓Vrec，所以電壓Vc1從0V開始上升。因為電壓Vc1的準位比電壓V1的預定準位VA低，所以充電電壓Vc2也從0V開始上升。其間，由於充電電壓Vc2的準位比預定準位VB低，所以在基準電壓Vref方面輸出的是基準電壓Vref1。
    接著，在時刻t11，電壓Vc1的準位變為將輸入的整流電壓Vrec加以平滑化之際得到的準位VC，電壓Vc1的上升便停止。在時刻t11以後，因為電壓Vc1的準位比電壓V1的準位VA低，所以繼續使電容器67充電。因此，電壓Vc2的準位慢慢變高。
    然後，當從時刻t10開始經過期間TB而來到時刻t12，電壓Vc2的準位就來到預定準位VB。結果，就使得NMOS電晶體66變為導通，所以在基準電壓Vref方面輸出的是基準電壓Vref2。第5圖中的時刻t13，係從時刻t10開始經過期間TA後的時刻。因此，第5圖中的時刻t10,t13分別對應於第4圖中的時刻t0,t2。
    以此方式，在有振幅較小的交流電壓Vac輸入之情況，結果調整分壓電路65的分壓比來使得基準電壓Vref變高。另一方面，如利用第4圖說明過的，在有振幅較大的交流電壓Vac輸入之情況，則是調整分壓電路65的分壓比來抑制基準電壓Vref之上升。因此，在LED驅動電路10中，即使是交流電壓Vac的振幅大幅變動之情況，基準電壓Vref的準位大幅變化的情形也會受到抑制。結果，LED驅動電路10可不管交流電壓Vac的振幅為何，都可將LED 30至39的驅動電流Is的電流值保持在大致一定。換言之，LED驅動電路10可使LED30至39都以希望的亮度發光。 ==控制IC的另一實施形態==
    第6圖係顯示控制IC的另一實施形態之圖。將控制IC 51與第1圖所示的控制IC 50相比較，可知除了設置反向器190來取代基準電壓電路81及比較器82之點外，兩者一樣。因此，在第1及第6圖中，將相同的區塊都標以相同的符號。
    反向器190(充放電電路)，係在施加於端子DC之電壓Vc1的準位比預定準位VA高之情況，將L準位之訊號輸出至端子SW，在電壓Vc1的準位比預定準位VA低之情況，將H準位之訊號輸出至端子SW。如此，即使使用以預定準位VA作為閾值之反向器190，也能夠與前述的比較器82一樣使電容器67充放電。因此，在例如針對LED驅動電路10，使用控制IC 51來取代控制IC 50之情況，也與使用控制IC 50之情況一樣，可抑制例如驅動電流Is的變化。 ==振盪電路的其他實施形態==
    在此，參照第7至9圖來說明振盪電路的其他實施形態。第7至9圖中，標註與第1圖相同的符號之區塊表示相同的元件。而且，第7至9圖中，適當地將基準電壓產生電路22及比較器82等之各區塊予以省略。 <<振盪電路120>>
    第7圖係顯示用來將NMOS電晶體40的不導通時間控制成一定之振盪電路120的一例圖。振盪電路120係設於控制IC 55中，且包含PMOS電晶體130、電容器131、偏壓電流源132、比較器133、反向器134、及SR正反器92而構成。
    例如，比較器133的振盪訊號Vosc變為H準位，SR正反器92的Q輸出也會變為H準位，使NMOS電晶體40導通。此時，因為PMOS電晶體130變為導通，所以電容器131的充電電壓的準位，會成為偏壓電壓Vbi1的準位。然後，當電流Is增加，電壓Vs上升到等於電壓Vref時，就使SR正反器92重設(reset)，其Q輸出變為L準位。此時，會使PMOS電晶體130不導通，所以電容器131會因為偏壓電流源132的電流(定電流)而放電。然後，當電容器131的充電電壓變為比偏壓電壓Vbi2低，比較器133就使振盪訊號Vosc再變為H準位。其中，從使電容器131之放電開始，到充電電壓的準位變為電壓Vbi2的準位為止之時間，亦即，從使NMOS電晶體40不導通開始，到使NMOS電晶體40導通為止之時間係一定。因此，係將NMOS電晶體40的不導通時間控制成一定。另一方面，使NMOS電晶體40導通的時間，係依照例如基準電壓Vref的準位而變化。不過，使NMOS電晶體40導通的時間，係依照基準電壓Vref的準位而預先決定。因此，驅動電路93係在每個依Vref的準位而預先決定的期間，亦即在每預定期間使NMOS電晶體40開關。 <<振盪電路140>>
    第8圖係顯示用來將NMOS電晶體40的導通時間控制成一定之振盪電路140的一例圖。振盪電路140係設於控制IC 56中，且包含PMOS電晶體130、電容器131、偏壓電流源132、比較器133、及SR正反器92而構成。其中，電壓Vs係施加至比較器91的反轉輸入端子，基準電壓Vref係施加至比較器91的非反轉輸入端子。
    在振盪電路140中，來自比較器133之振盪訊號Vosc係輸入至SR正反器92的R輸入(重設)，比較器91的輸出係輸入至SR正反器92的S輸入。以及，SR正反器92的Q輸出係施加至PMOS電晶體130的閘極。
    首先，使NMOS電晶體40不導通，電流Is就減少。然後，當電壓Vs降低到等於電壓Vref時，就使SR正反器92的Q輸出變為H準位，使得NMOS電晶體40導通。此外，當SR正反器92的Q輸出變為H準位，PMOS電晶體130就不導通，所以電容器131會開始放電。然後，當電容器131的充電電壓的準位降到等於偏壓電壓Vbi2的準位，就會使SR正反器92重設，所以會使NMOS電晶體40不導通。
    其中，從使電容器131之放電開始，到充電電壓的準位降到等於電壓Vbi2的準位為止之時間，亦即，從使NMOS電晶體40導通開始，到使NMOS電晶體40不導通為止之時間係一定。因此，係將NMOS電晶體40的導通時間控制成一定。另一方面，使NMOS電晶體40不導通的時間，係依照例如基準電壓Vref的準位而變化。不過，使NMOS電晶體40不導通的時間，係依照基準電壓Vref的準位而預先決定。因此，驅動電路93係在每個依Vref的準位而預先決定的期間，亦即在每預定期間使NMOS電晶體40開關。 <<振盪電路150>>
    第9圖係顯示所謂的虛擬共振型的振盪電路150的一例圖。振盪電路150係設於控制IC 57中，且包含電阻器160,161、比較器162、“及”電路163、反向器164、及二極體165而構成。另外，在控制IC 57的外部設有變壓器(transformer)170。變壓器170具備有一次線圈L1及二次線圈L2，且一次線圈L1與二次線圈L2之間係絕緣。一次線圈L1係設置來取代第1圖中之電感器41，且一次線圈L1與二次線圈L2係以逆磁性做電磁耦合。
    在此，參照第10圖之時序圖來說明第9圖之振盪電路150的動作。首先，在時刻t50，從驅動電路93輸出的驅動訊號Vdr變為H準位，NMOS電晶體40就導通。然後，在時刻t51，電壓Vs隨著電流Is之增加而上升到變為比基準電壓Vref高，就使得SR正反器92重設。結果，NMOS電晶體40就變為不導通。此外，由於一次線圈L1與二次線圈L2係以逆磁性做電磁耦合，因此當NMOS電晶體40變為不導通，與二次線圈L2連接之端子TR的電壓Vtr就會上升，變為比電壓Vbi3高。然後，在時刻t52當蓄積於二次線圈L2之能量放出，使得電壓Vtr變為比電壓Vbi3低，比較器162的輸出、以及作為“及”電路163的輸出之振盪訊號Vosc就變為H準位。因此，在時刻t52，再度使NMOS電晶體40導通。以此方式，振盪電路150在每個從時刻t50到t52之預定期間使NMOS電晶體40導通。
    以上，針對本實施形態之LED驅動電路10進行了說明。LED驅動電路10在整流電壓Vrec的振幅比預定的振幅Vp小之情況，以用較大值的分壓比B將整流電壓Vrec予以分壓所得到的電壓作為基準電壓Vref。以及，在整流電壓Vrec的振幅比預定的振幅Vp大之情況，以用較小值的分壓比A將整流電壓Vrec予以分壓所得到的電壓作為基準電壓Vref。因此，就算是在交流電壓Vac的振幅大幅變動之情況，也因為基準電壓Vref的準位不會大幅變化，而可抑制LED 30至39的驅動電流Is的電流值之變化。
    另外，LED驅動電路10從起動時開始，一直到經過比期間TA長之期間TB都不使NMOS電晶體66導通。亦即，在起動時，不管交流電壓Vac的振幅為何，都恆常輸出用分壓比A將整流電壓Vrec予以分壓所得到的基準電壓Vref1。因此，不會有很大的電流流至LED 30至39之情形，可在LED驅動電路10實現所謂的軟起動(soft start)功能。
    又，藉由使用比較器82，就可在電壓Vc1的準位變為預定準位VA時，確實地使電容器67放電。
    又，在使用反向器190來形成使電容器67充放電的構成之情況，可減少例如元件數目。
    又，藉由調整接收整流電壓Vrec的施加之分壓電路65的分壓比，就可用單純的構成來使與整流電壓Vrec的波形相似之基準電壓Vref的準位變化。
    上述實施例係為了要使本發明容易瞭解而提出，並非用來限定解釋本發明者。本發明可在未脫離其要旨的範圍內做各種變更、改良，且本發明亦包含這些均等物。
    LED驅動電路10中，雖將LED 30至39連接至電感器41，而形成非絕緣型的電路構成，但並不限於此。例如，就算是將使得NMOS電晶體40開關之際的能量，經由變壓器(未圖示)而供給至LED這樣的電路(絕緣型的電路)，也可得到與本實施形態一樣之效果。
    此外，還可使用傳送閘(transmission gate)等來取代NMOS電晶體66。
    又，在交流電壓Vac的振幅在例如90至140V的範圍變動之際，可將預定準位VA設成比整流電壓Vrec的振幅變為140V之際的電壓Vc1的準位高之準位。如此之情況，與第5圖所示之情況一樣，可確實地實現軟起動。
    又，開關控制電路83係根據例如振盪電路90等的振盪訊號Vosc，來使NMOS電晶體40開關。
    10‧‧‧LED驅動電路
    20‧‧‧全波整流電路
    21‧‧‧平滑化電路
    22‧‧‧基準電壓產生電路
    30至39‧‧‧發光元件(LED)
    40、66、103至105‧‧‧NMOS電晶體
    41‧‧‧電感器
    42、165‧‧‧二極體
    43、60、61、70至72、100至102、160至161‧‧‧電阻器
    50、51、55至57‧‧‧控制IC
    62、67、109、131‧‧‧電容器
    65‧‧‧分壓電路
    80‧‧‧電源電路
    81‧‧‧基準電壓電路
    82、91、110、133、162‧‧‧比較器
    83‧‧‧開關控制電路
    90、120、140、150‧‧‧振盪電路(OSC)
    92‧‧‧SR正反器
    93‧‧‧驅動電路
    107、108、132‧‧‧偏壓電流源
    111、134、164、190‧‧‧反向器
    106、130‧‧‧PMOS電晶體
    163‧‧‧“及”電路
    DC、SW、RIN、CS、OUT、TR‧‧‧端子
    第1圖係顯示作為本發明的一個實施形態之LED驅動電路10的構成圖。
    第2圖係顯示基準電壓Vref1,Vref2的波形之一例圖。
    第3圖係顯示振盪電路90的構成圖。
    第4圖係用來說明交流電壓Vac的振幅較大之情況的LED驅動電路10的動作圖。
    第5圖係用來說明交流電壓Vac的振幅較小之情況的LED驅動電路10的動作圖。
    第6圖係顯示控制IC 51的構成的一例圖。
    第7圖係顯示振盪電路120的構成圖。
    第8圖係顯示振盪電路140的構成圖。
    第9圖係顯示振盪電路150的構成圖。
    第10圖係用來說明振盪電路150的動作圖。
    第11圖係顯示一般性的LED驅動電路200的構成圖。
    10‧‧‧LED驅動電路
    20‧‧‧全波整流電路
    21‧‧‧平滑化電路
    22‧‧‧基準電壓產生電路
    30至39‧‧‧發光元件(LED)
    40、66‧‧‧NMOS電晶體
    41‧‧‧電感器
    42‧‧‧二極體
    43、60、61、70至72‧‧‧電阻器
    50‧‧‧控制IC
    62、67‧‧‧電容器
    65‧‧‧分壓電路
    80‧‧‧電源電路
    81‧‧‧基準電壓電路
    82、91‧‧‧比較器
    83‧‧‧開關控制電路
    90‧‧‧振盪電路(OSC)
    92‧‧‧SR正反器
    93‧‧‧驅動電路
    权利要求:
    Claims (5)
    [1] 一種發光元件驅動電路，具備有：輸出將交流電壓予以全波整流而得到的整流電壓之整流電路；以對於前述整流電壓進行分壓而分出的分壓電壓作為基準電壓而予以輸出之分壓電路；導通時使發光元件的驅動電流按照前述整流電壓而增加，不導通時使前述發光元件的前述驅動電流減少之電晶體；在每預定期間使前述電晶體成為導通或不導通之任一狀態，且若與流至前述電晶體之電流對應之電壓上升成為前述基準電壓時，便使前述電晶體成為另一狀態之控制電路；以及在前述整流電壓的振幅比預定的振幅大之情況，將前述分壓電路的分壓比設為第一分壓比來使前述基準電壓降低，在前述整流電壓的振幅比前述預定的振幅小之情況，將前述分壓比設為第二分壓比來使前述基準電壓上升之分壓比調整電路。
    [2] 如申請專利範圍第1項所述之發光元件驅動電路，其中，前述分壓比調整電路具備有：輸出將對應於前述整流電壓之電壓予以平滑化而得到的直流電壓之平滑化電路；若前述直流電壓的準位比表示與前述預定的振幅的前述整流電壓對應之電壓經前述平滑化電路加以平滑化之際所得到的電壓的準位之第一準位低，就使電容器充電，若前述直流電壓的準位比前述第一準位高，則使前述電容器放電之充放電電路；以及若前述電容器的充電電壓的準位比第二準位高，就將前述分壓比設為前述第二分壓比，若前述充電電壓的準位比前述第二準位低，則將前述分壓比設為前述第一分壓比之開關，前述充放電電路，係使前述電容器在第二期間中充電來使前述充電電壓的準位變為前述第二準位，其中，該第二期間係比從前述預定的振幅的前述整流電壓經前述平滑化電路加以平滑化後，到前述直流電壓的準位達到前述第一準位為止的第一期間還長之期間。
    [3] 如申請專利範圍第2項所述之發光元件驅動電路，其中，前述充放電電路包含：產生前述第一準位的電壓之電壓產生電路；以及根據施加於反轉輸入端子之前述直流電壓、及施加於非反轉輸入端子之前述電壓產生電路所產生的前述第一準位的電壓，來使前述電容器充放電之比較電路。
    [4] 如申請專利範圍第2項所述之發光元件驅動電路，其中，前述充放電電路係為，在前述直流電壓的準位比前述第一準位低時使前述電容器充電，在前述直流電壓的準位比前述第一準位高時使前述電容器放電的反向器電器。
    [5] 如申請專利範圍第2項至第4項中任一項所述之發光元件驅動電路，其中，前述分壓電路包含：施加有前述整流電壓之第一電阻器、與前述第一電阻器串聯連接之第二電阻器、及與前述第二電阻器串聯連接且施加有接地電壓之第三電阻器，前述基準電壓係前述第二電阻器及前述第三電阻器之連接節點的電壓，前述開關係與前述第二電阻器並聯連接。
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