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    一種電壓/電流轉換電路。上述電壓/電流轉換電路包括一電流源以及一電晶體。上述電流源耦接於一第一電壓。上述電晶體之汲極提供一輸出電流。上述電晶體之源極係耦接於上述電流源。上述輸出電流係由上述電流源、一輸入電壓以及一固定電壓所決定。
    公开号:TW201306468A
    申请号:TW100139059
    申请日:2011-10-27
    公开日:2013-02-01
    发明作者:Chi-Kai Cheng
    申请人:Via Telecom Inc；
    IPC主号:G05F1-00
    专利说明:
    電壓/電流轉換電路
    本發明係有關於一種電壓/電流轉換電路，特別是有關於一種可在低電壓條件下工作之電壓/電流轉換電路。
    在類比電路中，轉導(Transconductance)電路為一種電壓/電流轉換電路，其可將輸入電壓轉換成輸出電流，以供後續電路使用。
    第1A圖及第1B圖係分別顯示一種傳統轉導電路之基本的單端模式(single-end mode)以及差動模式(differential mode)。在第1A圖中，電晶體M1係經由電阻R耦接至接地端GND。輸入電壓Vi會控制電晶體M1的閘極，來決定流經電晶體M1之輸出電流io的電流量。在第1B圖中，電晶體M1係經由第一電流源耦接至接地端GND，而電晶體M2係經由第二電流源耦接至接地端GND，其中第一電流源以及第二電流源具有相同的電流值I0。此外，電阻R係耦接於兩電晶體M1與M2的源極之間。輸入電壓Vi+與輸入電壓Vi-為一差動信號對，其中輸入電壓Vi+與Vi-會分別控制電晶體M1與M2的閘極，來決定流經電晶體M1與M2之輸出電流io+與ii-的電流量。在此傳統轉導電路中，電阻R要遠大於各電晶體的互導gm，即，才能得到較高的線性度。此外，由於輸入電壓直接係施加到電晶體的閘極，所以傳統轉導電路的電晶體需處於維持良好線性度的正確工作區間，然而此工作區間會隨著供應電壓的降低而變小。
    第2A圖及第2B圖係分別顯示另一種傳統轉導電路之單端模式以及差動模式。在第2A圖中，電晶體M1係經由電阻R耦接至接地端GND，其中電晶體M1的閘極係耦接於放大器AMP1的輸出端。利用放大器AMP1之兩輸入端有虛短路(virtual short)的特性，所以電阻R的兩端電壓分別為電壓Vi和接地端GND，從而輸入電壓Vi施加到電阻R上而轉換為輸出電流io，即。在第2B圖中，電晶體M1係經由第一電流源耦接至接地端GND，而電晶體M2係經由第二電流源耦接至接地端GND，其中第一電流源以及第二電流源具有相同的電流值I0。電晶體M1的閘極係耦接於放大器AMP1的輸出端，而電晶體M2的閘極係耦接於放大器AMP2的輸出端。此外，電阻R係耦接於兩放大器AMP1與AMP2的第一輸入端之間。輸入電壓Vi+與輸入電壓Vi-為一差動信號對，其中輸入電壓Vi+與Vi-會分別施加到兩放大器AMP1與AMP2的第二輸入端。同樣地，利用放大器AMP1與放大器AMP2之兩輸入端有虛短路的特性，輸入電壓Vi+與Vi-便可分別經施加到電阻R上而轉換為輸出電流io+與io-。第2A圖及第2B圖的傳統轉導電路雖然能藉由使用放大器而克服了第1A圖及第1B圖之轉導電路的問題，但是要維持比較好的線性度，則放大器必須要能維持虛短路。然而，隨著供應電壓的降低，放大器之虛短路的工作區間也隨之變小，故無法維持良好的線性度。
    隨著製程技術的進步，積體電路可操作在較低的供應電壓下，例如小於1.5伏特，以便降低積體電路的電力消耗。然而，當操作/供應電壓降低時，第1A、1B、2A與2B圖之傳統轉導電路的線性度會降低，而無法符合工作要求。
    因此，需要一種可操作在低電壓並具有較佳線性度之電壓/電流轉換電路。
    本發明提供一種轉換電路用以將一輸入電壓轉換為一輸出電流。上述轉換電路包括：一電流源，耦接於一第一電壓；以及一電晶體，用以於一汲極提供一輸出電流，其中上述電晶體之源極係耦接於上述電流源，其中上述輸出電流係由上述電流源、一輸入電壓以及一固定電壓所決定。
    再者，本發明提供另一種轉換電路，用以將複數電壓轉換為複數電流。上述轉換電路包括一第一電流源，耦接於一第一電壓；一第一電晶體，具有一源極耦接於上述第一電流源；一第一放大器，具有一第一輸入端用以接收一固定電壓、一第二輸入端耦接於一第一輸入電壓以及一輸出端耦接於上述第一電晶體之閘極，用以控制上述第一電晶體來提供對應於上述第一輸入電壓之一第一輸出電流；一第二電流源，耦接於上述第一電壓；一第二電晶體，具有一源極耦接於上述第二電流源：以及一第二放大器，耦接於上述第二電晶體，上述第二放大器具有一第一輸入端用以接收上述固定電壓、一第二輸入端耦接於一第二輸入電壓以及一輸出端耦接於上述第二電晶體之閘極，用以控制上述第二電晶體來提供對應於上述第二輸入電壓之一第二輸出電流。
    為讓本發明之上述和其他目的、特徵、和優點能更明顯易懂，下文特舉出較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：
    實施例：
    第3圖係顯示根據本發明一實施例所述之單端模式的電壓/電流轉換電路100。電壓/電流轉換電路100包括電晶體M1、電阻R、放大器110以及電流源120，其中電晶體M1為NMOS電晶體。電晶體M1為NMOS電晶體僅是個例子，並非用以限定本發明。電流源120係耦接於接地端GND以及節點N1之間，其中電流源120的電流值為I0。放大器110的輸出端耦接於電晶體M1的閘極。放大器110的第一輸入端用以接收電壓Vfix，而第二輸入端係耦接於節點N1。電阻R的一端亦耦接於節點N1，而電阻R的另一端被施加輸入電壓Vi。於是，可避免輸入電壓Vi直接進入電晶體M1的閘極，因此可避免第1A圖中傳統電路的問題。此外，對放大器110而言，輸入電壓Vi係直接施加到電阻R的一側，而電壓Vfix為預先設定之固定電壓。利用放大器110兩輸入端為虛短路(virtual short)的特性，電阻R的兩端電壓分別為輸入電壓Vi和電壓Vfix，於是在此實施例中，流經電阻R的電流ic為。因此，根據電流源之120之電流值I0以及流經電阻R的電流ic，可得到輸出電流io，即io=I0-ic。值得注意的是，電流ic的方向只是個例子，其並未用以限定本發明。在實際應用上，電流ic的方向係由輸入電壓Vi以及固定電壓Vfix所決定。電壓/電流轉換電路100操作於低供應電壓下時，只要根據需求來設定固定電壓Vfix。由於固定電壓Vfix不會變動且放大器110之兩輸入端有虛短路的特性，放大器110的線性度不會受到供應電壓變小的影響。所以，即使供應電壓很小，由於放大器110具有較佳的線性度，本發明的電壓/電流轉換電路仍然可具有較佳的線性度。
    第4A圖係顯示轉導電路的輸入電壓Vi與輸出電流io之關係圖。在第4A圖中，曲線S1係表示第1A圖之傳統轉導電路、曲線S2係表示第2A圖之傳統轉導電路以及曲線S3係表示第3圖之電壓/電流轉換電路100。此外，第4B圖係表示將第4A圖中輸出電流io對輸入電壓Vi做微分後之關係圖。在第4B圖中，曲線S4係表示第1A圖之傳統轉導電路、曲線S5係表示第2A圖之傳統轉導電路、及曲線S6係表示第3圖之電壓/電流轉換電路100。明顯地，相較於傳統之轉導電路，第3圖之電壓/電流轉換電路100具有較佳的線性度。
    第5圖係顯示根據本發明一實施例所述之混頻器(mixer)200。混頻器200包括差動電壓單元250以及電壓/電流轉換電路100。一般而言，射頻電路中的混頻器可將來自數位對類比轉換器(Digital to Analog Converter，DAC)之中頻信號VIF轉換為射頻信號VRF，並將射頻信號VRF提供至功率放大器(power amplifier，PA)。在混頻器200中，電壓/電流轉換電路100可根據所接收之中頻信號VIF(即輸入電壓Vi)而得到輸出電流io。差動電壓單元250包括電晶體M2和M3以及電感L1與L2。電感L1耦接於供應電壓VDD以及電晶體M2之間，而電感L2耦接於供應電壓VDD以及電晶體M3之間。此外，電晶體M2耦接於電感L1以及電壓/電流轉換電路100之間，而電晶體M3耦接於電感L2以及電壓/電流轉換電路100之間。電晶體M2和M3的閘極分別接收本地振盪信號LO_P和LO_N，其中本地振盪信號LO_P和LO_N為一差動信號對。因此，差動電壓單元250可根據本地振盪信號LO_P和LO_N以及輸出電流io而產生射頻信號VRF。在此實施例中，固定電壓Vfix的電壓位準係介於供應電壓VDD以及接地端GND之間。
    第6圖係顯示根據本發明一實施例所述之差動模式的電壓/電流轉換電路300。電壓/電流轉換電路300包括兩電壓/電流轉換子電路310與320。電壓/電流轉換子電路310包括電晶體M1、電阻R1、放大器330以及電流源340，其中電晶體M1為NMOS電晶體。電晶體M1為NMOS電晶體僅是個例子，並非用以限定本發明。電流源340係耦接於接地端GND以及節點N1之間，其中電流源340的電流值為I0。放大器330的輸出端耦接於電晶體M1的閘極。放大器330的第一輸入端用以接收電壓Vfix，而第二輸入端係耦接於節點N1。電阻R1的一端亦耦接於節點N1，而電阻R1的另一端被施加輸入電壓Vi+。於是，可避免輸入電壓Vi+直接進入電晶體M1的閘極。此外，流經電阻R1的電流ic+為。因此，根據電流源之340之電流值I0以及流經電阻R1的電流ic+，可得到輸出電流io+，即io+=I0-ic+。另一方面，電壓/電流轉換子電路320包括電晶體M2、電阻R2、放大器350以及電流源360，其中電晶體M2為NMOS電晶體，且電晶體M2與電晶體M1具有相同的尺寸。電晶體M2為NMOS電晶體僅是個例子，並非用以限定本發明。電流源360係耦接於接地端GND以及節點N2之間，其中電流源360的電流值相同於電流源340。放大器350的輸出端耦接於電晶體M2的閘極，因此可避免第1B圖中傳統電路的問題。放大器350的第一輸入端被施加電壓Vfix，而第二輸入端係耦接於節點N2。電阻R2的一端亦耦接於節點N2，而電阻R2的另一端被施加輸入電壓Vi-。於是，可避免輸入電壓Vi-直接進入電晶體M2的閘極。此外，流經電阻R2的電流ic-為。同樣地，根據電流源之360之電流值I0以及流經電阻R2的電流ic-，可得到輸出電流io-，即io-=I0-ic-。在此實施例中，輸入電壓Vi-與輸入電壓Vi-為一差動信號對。因此，輸出電流io+與輸出電流io-亦為一差動信號對。值得注意的是，電流ic+和ic-的電流方向只是個例子，其並未用以限定本發明。在實際應用上，電流ic+和ic-的方向係由輸入電壓Vi+、輸入電壓Vi-與固定電壓Vfix所決定。與第3圖的實施例相似，電壓/電流轉換電路300操作於低供應電壓下時，只要根據需求來設定固定電壓Vfix。由於固定電壓Vfix不會變動且放大器110之兩輸入端有虛短路的特性，放大器330與350的線性度不會受到供應電壓變小的影響。所以，即使供應電壓很小，由於放大器330與350具有較佳的線性度，本發明的電壓/電流轉換電路仍然可具有較佳的線性度。
    第7圖係顯示根據本發明另一實施例所述之混頻器400。混頻器400包括差動電壓單元450以及電壓/電流轉換電路300。在混頻器400中，電壓/電流轉換電路300可根據所接收之中頻信號VIF+和VIF-(即輸入電壓Vi+和Vi-)而得到輸出電流io+和io-。差動電壓單元450包括電晶體M3、M4、M5和M6以及電感L1與L2。電感L1與電感L2皆耦接於供應電壓VDD。電晶體M3耦接於電感L1以及電壓/電流轉換子電路310之間，而電晶體M4耦接於電感L2以及電壓/電流轉換子電路310之間。此外，電晶體M5耦接於電感L1以及電壓/電流轉換子電路320之間，而電晶體M6耦接於電感L2以及電壓/電流轉換子電路320之間。電晶體M3和M6的閘極係接收本地振盪信號LO_P，而電晶體M4和M5的閘極係接收本地振盪信號LO_O，其中本地振盪信號LO_P和LO_N為一差動信號對。因此，差動電壓單元450可根據本地振盪信號LO_P和LO_N以及輸出電流io+和io-而產生射頻信號VRF。在此實施例中，固定電壓Vfix的電壓位準係介於供應電壓VDD以及接地端GND之間。
    第8圖係顯示根據本發明另一實施例所述之單端模式的電壓/電流轉換電路500。相較於第3圖之電壓/電流轉換電路100，電壓/電流轉換電路500係描述電晶體M1為PMOS電晶體之相關電路結構。第9圖係顯示根據本發明另一實施例所述之差動模式的電壓/電流轉換電路600。相較於第6圖之電壓/電流轉換電路300，電壓/電流轉換電路600係描述電晶體M1與M2為PMOS電晶體之相關電路結構。
    在本發明實施例中，電壓/電流轉換電路內的電晶體(例如電晶體M1、M2)係由放大器所控制。由於輸入電壓Vi係直接進入電阻R，且電壓Vfix為預先設定之固定電壓，所以放大器不會因為輸入電壓Vi的振幅變化而影響到放大器增益。因此，在低操作/供應電壓下，本發明之電壓/電流轉換電路可具有較佳的線性度。
    雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。
    100、300、500、600．．．電壓/電流轉換電路
    310、320．．．電壓/電流轉換子電路
    110、330、350、AMP1、AMP2．．．放大器
    120、340、360．．．電流源
    200、450．．．混頻器
    250．．．差動電壓單元
    GND．．．接地端
    ic、ic+、ic-．．．電流
    io、io+、io-．．．輸出電流
    L1、L2．．．電感
    LO_P、LO_N．．．本地振盪信號
    M1、M2、M3、M4、M5、M6．．．電晶體
    N1、N2．．．節點
    R、R1、R2．．．電阻
    S1-S6．．．曲線
    VDD．．．供應電壓
    Vfix．．．固定電壓
    Vi、Vi+、Vi-．．．輸入電壓
    VIF．．．中頻信號
    以及
    VRF．．．射頻信號
    第1A圖及第1B圖係分別顯示一種傳統轉導電路之基本的單端模式以及差動模式；
    第2A圖及第2B圖係分別顯示另一種傳統轉導電路之單端模式以及差動模式；
    第3圖係顯示根據本發明一實施例所述之單端模式的電壓/電流轉換電路；
    第4A圖係顯示轉導電路的輸入電壓Vi與輸出電流io之關係圖；
    第4B圖係表示將第4A圖中輸出電流io對輸入電壓Vi做微分之關係圖；
    第5圖係顯示根據本發明一實施例所述之混頻器；
    第6圖係顯示根據本發明一實施例所述之差動模式的電壓/電流轉換電路；
    第7圖係顯示根據本發明另一實施例所述之混頻器；
    第8圖係顯示根據本發明另一實施例所述之單端模式的電壓/電流轉換電路；以及
    第9圖係顯示根據本發明另一實施例所述之差動模式的電壓/電流轉換電路。
    100．．．電壓/電流轉換電路
    110．．．放大器
    120．．．電流源
    GND．．．接地端
    ic．．．電流
    io．．．輸出電流
    M1．．．電晶體
    N1．．．節點
    R．．．電阻
    Vfix．．．固定電壓
    Vi．．．輸入電壓
    权利要求:
    Claims (15)
    [1] 一種轉換電路，用以將一輸入電壓轉換為一輸出電流，包括：一電流源，耦接於一第一電壓；以及一電晶體，用以於一汲極提供一輸出電流，其中上述電晶體之源極係耦接於上述電流源，其中上述輸出電流係由上述電流源、一輸入電壓以及一固定電壓所決定。
    [2] 如申請專利範圍第1項所述之轉換電路，更包括：一放大器，耦接於上述電晶體，具有一第一輸入端、一第二輸入端以及一輸出端，其中上述第一輸入端係用以接收上述固定電壓、上述第二輸入端係耦接於上述輸入電壓以及上述輸出端係耦接於上述電晶體之閘極。
    [3] 如申請專利範圍第2項所述之轉換電路，更包括：一電阻，具有一第一端以及一第二端，其中上述第一端係耦接於上述放大器的上述第二輸入端以及上述第二端係用以接收上述輸入電壓。
    [4] 如申請專利範圍第3項所述之轉換電路，其中上述電阻的上述第一端更耦接於上述電晶體之源極以及上述電流源。
    [5] 如申請專利範圍第2項所述之轉換電路，其中上述第一電壓為接地端，以及上述固定電壓的電壓值係根據使上述放大器處於虛短路狀態而設定。
    [6] 如申請專利範圍第1項所述之轉換電路，其中上述電晶體的汲極經由一差動電壓單元耦接於一第二電壓，以及上述固定電壓係介於上述第一電壓以及上述第二電壓之間，且上述轉換電路以及上述差動電壓單元形成一混頻器。
    [7] 如申請專利範圍第6項所述之轉換電路，其中上述第一電壓以及上述第二電壓之一者為接地，而另一者為一低供應電壓。
    [8] 一種轉換電路，用以將複數電壓轉換為複數電流，包括：一第一電流源，耦接於一第一電壓；一第一電晶體，具有一源極耦接於上述第一電流源；一第一放大器，具有一第一輸入端用以接收一固定電壓、一第二輸入端耦接於一第一輸入電壓以及一輸出端耦接於上述第一電晶體之閘極，用以控制上述第一電晶體來提供對應於上述第一輸入電壓之一第一輸出電流；一第二電流源，耦接於上述第一電壓；一第二電晶體，具有一源極耦接於上述第二電流源；以及一第二放大器，具有一第一輸入端用以接收上述固定電壓、一第二輸入端耦接於一第二輸入電壓以及一輸出端耦接於上述第二電晶體之閘極，用以控制上述第二電晶體來提供對應於上述第二輸入電壓之一第二輸出電流。
    [9] 如申請專利範圍第8項所述之轉換電路，其中上述第一輸入電壓以及上述第二輸入電壓為差動信號對。
    [10] 如申請專利範圍第8項所述之轉換電路，上述第一電壓為接地端，以及上述固定電壓的電壓值係根據使上述放大器處於虛短路狀態而設定。
    [11] 如申請專利範圍第8項所述之轉換電路，更包括：一第一電阻，具有一第一端用以接收上述第一輸入電壓，以及一第二端耦接於上述第一放大器的上述第二輸入端；以及一第二電阻，具有一第一端用以接收上述第二輸入電壓，以及一第二端耦接於上述第二放大器的上述第二輸入端。
    [12] 如申請專利範圍第11項所述之轉換電路，其中上述第一電阻的上述第二端更耦接於上述第一電晶體之源極以及上述第一電流源，以及上述第二電阻的上述第二端更耦接於上述第二電晶體之源極以及上述第二電流源。
    [13] 如申請專利範圍第11項所述之轉換電路，其中上述第一輸出電流的電流值係與流經上述第一電阻之電流相關，而上述第二輸出電流的電流值係與流經上述第二電阻之電流相關。
    [14] 如申請專利範圍第8項所述之轉換電路，其中上述第一電晶體以及上述第二電晶體係經由一差動電壓單元耦接於一第二電壓，以及上述固定電壓係介於上述第一電壓以及上述第二電壓之間，且上述轉換電路以及上述差動電壓單元形成一混頻器。
    [15] 如申請專利範圍第14項所述之轉換電路，其中上述第一電壓以及上述第二電壓之一者為接地，而另一者為一低供應電壓。
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    JPS6239445B2|1977-10-28|1987-08-24|Nippon Electric Co||
    DE3225157C2|1982-07-06|1990-06-07|Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart, De||
    JPS59221014A|1983-05-30|1984-12-12|Sony Corp|Voltage/current converting circuit|
    US4695806A|1986-04-15|1987-09-22|Tektronix, Inc.|Precision remotely-switched attenuator|
    US5266887A|1988-05-24|1993-11-30|Dallas Semiconductor Corp.|Bidirectional voltage to current converter|
    US5525897A|1988-05-24|1996-06-11|Dallas Semiconductor Corporation|Transistor circuit for use in a voltage to current converter circuit|
    US5043652A|1990-10-01|1991-08-27|Motorola, Inc.|Differential voltage to differential current conversion circuit having linear output|
    US5157350A|1991-10-31|1992-10-20|Harvey Rubens|Analog multipliers|
    KR930010834A|1991-11-25|1993-06-23|프레데릭 얀 스미트|기준 전류 루프|
    FR2695522B1|1992-09-07|1994-12-02|Sgs Thomson Microelectronics|Circuit convertisseur tension/courant.|
    US5574678A|1995-03-01|1996-11-12|Lattice Semiconductor Corp.|Continuous time programmable analog block architecture|
    JP2874616B2|1995-10-13|1999-03-24|日本電気株式会社|Ｏｔａ及びマルチプライヤ|
    US5936393A|1997-02-25|1999-08-10|U.S. Philips Corporation|Line driver with adaptive output impedance|
    KR20000010922A|1997-03-13|2000-02-25|요트.게.아. 롤페즈|에러 정정을 갖는 전압-전류 변환기|
    US5978241A|1999-01-28|1999-11-02|Industrial Technology Research Institute|Wide-linear range tunable transconductor using MOS|
    JP2001339258A|2000-05-24|2001-12-07|Thine Electronics Inc|電圧電流変換回路|
    JP3556577B2|2000-06-23|2004-08-18|株式会社東芝|インピーダンス変換回路|
    JP4548562B2|2001-03-26|2010-09-22|ルネサスエレクトロニクス株式会社|カレントミラー回路及びアナログデジタル変換回路|
    JP3880345B2|2001-08-27|2007-02-14|キヤノン株式会社|差動増幅回路及びそれを用いた固体撮像装置並びに撮像システム|
    AU2002335107A1|2001-10-19|2003-04-28|Clare Micronix Integrated Systems, Inc.|Method and system for adjusting the voltage of a precharge circuit|
    US6891357B2|2003-04-17|2005-05-10|International Business Machines Corporation|Reference current generation system and method|
    KR20050026668A|2003-09-09|2005-03-15|한국전자통신연구원|트라이오드영역형 트랜스컨덕터의 고선형과 저왜곡화 방법및 이를 적용한 트라이오드영역형 트랜스컨덕터 회로|
    KR100576716B1|2003-12-23|2006-05-03|한국전자통신연구원|출력 전류의 왜곡이 보상된 트랜스컨덕터 회로|
    JP4406030B2|2004-06-15|2010-01-27|アナログデバイセスインコーポレーテッド|高精度のチョッパ安定化電流ミラー|
    CN100571042C|2005-05-30|2009-12-16|中芯国际集成电路制造有限公司|产生差分信号的高带宽仪器|
    JP2007027895A|2005-07-12|2007-02-01|Rohm Co Ltd|電流電圧変換回路、それを用いた消費電力検出回路および電子機器|
    JP5043388B2|2006-09-07|2012-10-10|キヤノン株式会社|固体撮像装置および撮像システム|
    GB0700407D0|2007-01-10|2007-02-21|Ami Semiconductor Belgium Bvba|EMI Suppresing Regulator|
    US7498780B2|2007-04-24|2009-03-03|Mediatek Inc.|Linear voltage regulating circuit with undershoot minimization and method thereof|
    JP4706045B2|2008-03-12|2011-06-22|テクトロニクス・インターナショナル・セールス・ゲーエムベーハー|Ａ級増幅回路|
    US8115463B2|2008-08-26|2012-02-14|Texas Instruments Incorporated|Compensation of LDO regulator using parallel signal path with fractional frequency response|
    CN101551938B|2008-12-30|2010-12-01|上海科达机电控制有限公司|一种电压-电流变换的方法|
    TWI354193B|2009-12-01|2011-12-11|Ind Tech Res Inst|Voltage converting circuit and method thereof|
    JP5762755B2|2010-01-18|2015-08-12|ローム株式会社|発光素子の駆動回路およびそれを用いた発光装置|TWI480717B|2013-03-20|2015-04-11|Davicom Semiconductor Inc|Output voltage is lower than the energy gap reference source and can provide a variety of different low-output voltage level regulator circuit|
    CN106357228B|2015-07-14|2019-03-29|联发科技股份有限公司|电流放大器及发射机|
    DE102014223152B4|2014-11-13|2021-10-07|Rohde & Schwarz GmbH & Co. Kommanditgesellschaft|Stromquelle zum Bereitstellen eines ersten Stroms und eines zweiten Stroms|
    ITUB20160238A1|2016-01-22|2017-07-22|St Microelectronics Srl|Convertitore tensione-corrente, dispositivo e procedimento corrispondenti|
    JP6797849B2|2018-01-26|2020-12-09|株式会社東芝|電圧電流変換回路|
    法律状态:
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
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