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    • 专利摘要:
    The invention relates to a method for synchronizing an FBMC system transmitter by means of a RACH channel. At the transmitter, a pseudo-random sequence with an initial offset from a reference sequence is inserted into the spectral band of the RACH. At the receiver, the received sequence on the RACH is estimated using a sliding FFT from a starting point and correlated with the reference sequence. The position of the starting point leading to the highest correlation peak is selected as well as the correlation position corresponding to this peak, these two positions making it possible to determine the offset of the received sequence with the reference sequence. This offset is transmitted to the transmitter and the latter deduces a delay to compensate for the transmission to synchronize with the receiver.
    公开号:FR3048839A1
    申请号:FR1652109
    申请日:2016-03-14
    公开日:2017-09-15
    发明作者:Nicolas Cassiau
    申请人:Commissariat a lEnergie Atomique CEA；Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA；
    IPC主号:
    专利说明:

    (1)
    Les données de même parité ί et / -i- 2 sont séparées spectralement et celles de parités contraires i et i + l se chevauchent comme représenté en Fig. 2A. Ce chevauchement n'engendre toutefois pas d'interférence puisque deux données de parités contraires sont nécessairement respectivement situées sur l'axe réel et l'axe imaginaire. Par exemple, en Fig. 2A, les données [n et d^^2 VA sont des valeurs réelles (représentées en traits continus) alors que la donnée d^^^ n est une valeur imaginaire (représentée par des traits en pointillés). L'orthogonalité dans le plan complexe est conservée par le filtrage par le filtre prototype étant donné que les coefficients sont réels.
    Les données étalées en fréquence et filtrées font ensuite l'objet d'une IFFT de taille KN en 130.
    Le bloc d'échantillons temporels en sortie de la IFFT est combiné au moyen du module de combinaison 140 comme indiqué en Fig. 3. L'ensemble des échantillons en sortie de l'IFFT représente un symbole FBMC dans le domaine temporel, deux symboles FBMC successifs étant décalés de T12 (autrement dit de NU échantillons). Les symboles FBMC ayant chacun une durée KT (autrement dit une taille de KN échantillons). Un symbole FBMC est combiné dans le module 140 avec les ^ -1 symboles FBMC précédents et iT-1 symboles FBMC suivants. Pour cette raison K est encore appelé facteur de chevauchement (overlapping factor) ou d'entrelacement. On notera qu'un échantillon en sortie du module de combinaison 140 est la somme de 2K-1 échantillons de symboles FBMC consécutifs.
    Le signal ainsi obtenu est ensuite translaté en bande RF.
    Après transmission sur le canal 150, le signal reçu, démodulé en bande de base. est échantillonné par le récepteur à la cadence Nf puis converti en blocs de taille KN par le convertisseur série-parallèle 160.
    Une FFT glissante (la fenêtre de la FFT glissant de N12 échantillons entre deux calculs de FFT) de taille KN est effectuée dans le module FFT, 170, sur des blocs de KN échantillons consécutifs en sortie du convertisseur série-parallèle 160.
    Les sorties de la FFT sont ensuite éventuellement égalisées (égaliseur non représenté) puis soumises à un filtrage et un désétalement spectral dans le module 180. L'opération de désétalement a lieu dans le domaine fréquentiel comme représenté en Fig. 2B. Plus précisément, les échantillons dl^n, k = -K + ,...,Q,..K- correspondant aux 2^-1 fréquences {i-)K + ,...iK,...{i + )K - de la FFT sont multipliés par les valeurs de la fonction de transfert du filtre d'analyse (translatée en fréquence de celle du filtre prototype) aux fréquences en question et les résultats obtenus sont sommés, soit :
    (2)
    On notera que, comme en Fig. 2A, l'obtention de données ayant des rangs de même parité, par exemple d. n et d'^^ appel à des blocs d'échantillons disjoints alors que ceux de deux rangs consécutifs, de parités inverses, se chevauchent. Ainsi, l'obtention de la donnée fait appel aux échantillons dl,^n, k = ,..,K- ainsi qu'aux échantillons di+2,k.'^> k = -K + ,...,.
    Le désétalement de données réelles est représenté par des traits continus alors que celui des données imaginaires est représenté par des traits en pointillés.
    Les données dln ainsi obtenues sont ensuite fournies à un module de posttraitement 190, effectuant le traitement inverse de celui du module 110, autrement dit une démodulation OQAM. Les symboles QAM sont ainsi restaurés.
    La technologie FBMC est l'une des technologies candidates à la cinquième génération des systèmes de télécommunication sans fil. Les systèmes de télécommunication sans fil des troisième (UMTS) et quatrième (LTE) générations font appel à un canal montant (uplink channel) à accès aléatoire ou RACH (Random Access Channel) pour permettre à un terminal mobile ou UE (User Equipment) d'établir une connexion avec une station de base (BS ou eNodeB selon la génération).
    Le canal RACH est un canal commun à l'ensemble des UEs et ceux-ci y accèdent de manière non synchronisée, généralement selon un protocole de conflit d'accès (contention based multiple access) pour transmettre l'envoi d'informations de contrôle à la station de base et se synchroniser avec elle.
    Dans les systèmes LTE, la transmission sur le canal RACH utilise des préambules spécifiques occupant un intervalle de sous-porteuses à une position spécifiée par un paramètre du réseau. Un préambule contient une séquence complexe de Zadoff-Chu ayant subi un décalage d'un certain nombre d'échantillons, le décalage en question permettant à la station de base de discriminer les différents UEs.
    Le but de la présente invention est de proposer une méthode de synchronisation permettant à un émetteur (au niveau d'un terminal) de se synchroniser avec un récepteur (au niveau d'une station de base) d'un système FBMC au moyen d'un canal d'accès, notamment d'un canal RACH. La présente invention propose également une structure de canal RACH permettant une mise en oeuvre de cette méthode de synchronisation.
    EXPOSÉ DE L'INVENTION
    La présente invention est définie par une méthode de synchronisation d'un émetteur avec un récepteur d'un système FBMC, dans laquelle une séquence pseudoaléatoire étant insérée, au niveau de l'émetteur, dans un canal d'accès défini par un intervalle de sous-porteuses d'une trame FBMC, ladite séquence pseudo-aléatoire présentant un décalage donné, C^, par rapport à une séquence de référence à valeurs réelles, et qu'au niveau du récepteur : (a) on effectue une FFT glissante du signal reçu de taille KN à partir d'un échantillon de départ d'indice donné (/ = 0), la fenêtre de la FFT glissant de N/2 échantillons entre deux FFT successives où N est le nombre de sous-porteuses d'un symbole FBMC et K est le facteur de chevauchement ; (b) on extrait des résultats de FFT une séquence reçue sur ledit canal et l'on corréle la séquence reçue avec la séquence pseudo-aléatoire de référence ; (c) on détermine le pic de corrélation entre ces deux séquences et l'on stocke en mémoire, en relation avec l'indice de l'échantillon de départ, une métrique du pic de corrélation ainsi que la position de corrélation correspondant à ce pic ; les étapes (a),(b),(c) étant répétées pour une pluralité d'indices de l'échantillon de départ et (d) on détermine l'indice, de l'échantillon de départ associé au pic de corrélation de métrique maximale ainsi que la position de corrélation, , correspondant à ce pic de corrélation de métrique maximale ; (e) on détermine le décalage, entre la séquence reçue et la séquence de référence à partir de l'indice et de la position de corrélation le récepteur transmettant à l'émetteur le décalage ainsi déterminé ; (f) l'émetteur estime un retard à partir du décalage ainsi déterminé et le décalage donné, et compense ce retard à l'émission.
    Selon un premier mode de réalisation, les étapes (a),(b),(c) sont répétées pour N/2 indices successifs de l'échantillon de départ, deux indices successifs étant séparés de 1.
    Avantageusement, à l'étape (f), le retard τ est déterminé par l'émetteur à partir de
    où Np est le nombre de sous-porteuses de l'intervalle de sous- porteuses dudit canal d'accès.
    Selon un second mode de réalisation, les étapes (a),(b),(c) sont répétées une première fois, lors d'une première passe de recherche, pour une première pluralité
    d'indices de l'échantillon de départ, deux indices successifs étant séparés de P où P est un pas de quantification libellé en nombre d'échantillons, et que les étapes (a),(b),(c) sont répétées au moins une seconde fois, lors d'une seconde passe de recherche, pour une seconde pluralité P d'indices dans la plage
    , où est un indice estimé dans la première passe de recherche.
    Avantageusement, l'indice est déterminé, lors de la première passe de recherche, comme celui appartenant à la première pluralité d'indices d'échantillon de départ et associé à une première valeur maximale d'une métrique du pic de corrélation ( de la séquence reçue avec la séquence de référence, ladite première valeur maximale étant obtenue sur ladite première pluralité d'indices. L'indice de l'échantillon de départ est alors déterminé, lors de la seconde passe de recherche, comme celui appartenant à la seconde pluralité d'indices d'échantillon de départ et associé à une seconde valeur maximale d'une métrique du pic de corrélation ( A^^^ ) de la séquence reçue avec la séquence de référence, ladite seconde valeur maximale étant obtenue sur ladite seconde pluralité d'indices.
    On détermine alors la position de corrélation, , correspondant au pic de corrélation d'amplitude maximale lors de la seconde passe de recherche.
    Le décalage, τζ, , entre la séquence reçue et la séquence de référence est avantageusement obtenu à partir de l'indice et de la position de corrélation , tels que déterminés par la seconde passe de recherche.
    Le retard τ peut être déterminé par l'émetteur à partir de
    où N P est le nombre de sous-porteuses de l'intervalle de sous-porteuses dudit canal d'accès.
    De préférence, ladite séquence de référence est une séquence de Gold.
    BRÈVE DESCRIPTION DES DESSINS D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de modes de réalisation préférentiels de l'invention faite en référence aux figures jointes parmi lesquelles :
    La Fig. 1 représente de manière schématique un système de télécommunication FS-FBMC connu de l'état de la technique ;
    La Fig. 2A illustre l'étalement spectral réalisé en amont du module IFFT de la Fig. 1 ;
    La Fig. 2B illustre le désétalement spectral réalisé en aval du module FFT dans la Fig. 1 ;
    La Fig. 3 illustre la combinaison des symboles FBMC dans la Fig. 1;
    La Fig. 4 représente de manière schématique la structure d'un émetteur sur le canal RACH d'un système FBMC ;
    La Fig. 5 illustre de manière schématique la structure d'une trame à transmettre sur le canal RACH d'un système FBMC;
    La Fig. 6 représente schématiquement la structure d'un récepteur d'un système FBMC, selon un premier mode de réalisation de l'invention ;
    La Fig. 7 illustre de manière schématique une trame de symboles FBMC émise et reçue sur le canal RACH ;
    La Fig. 8 représente un ordinogramme d'une méthode de synchronisation d'un émetteur d'un système FBMC, selon un premier mode de réalisation de l'invention ;
    La Fig. 9 représente schématiquement la structure d'un récepteur FBMC d'un système FBMC, selon un second mode de réalisation de l'invention ;
    Les Figs. lOA et lOB représentent sous forme d'ordinogramme une recherche grossière et une recherche fine dans le cadre d'une méthode de synchronisation d'un émetteur d'un système FBMC, selon un second mode de réalisation de l'invention.
    EXPOSÉ DÉTAILLÉ DE MODES DE RÉALISATION PARTICULIERS
    Nous considérerons dans la suite un système de télécommunication FBMC comprenant au moins une station de base et un terminal (UE). Pour se connecter à la station de base, le terminal émet un paquet de symboles FBMC sur un canal montant à accès aléatoire ou RACH.
    La Fig. 4 représente schématiquement la structure d'un émetteur FBMC adapté à émettre sur le canal RACH. L'émetteur est situé au niveau d'un terminal (UE). La structure de l'émetteur est similaire à celle de l'émetteur FS-FBMC représenté dans la partie gauche de la Fig. 1. Les éléments 420 à 450 sont respectivement identiques aux éléments 120 à 150 et leur description ne sera donc pas reprise ici. On ne considère ici que le canal RACH, autrement dit les symboles transmis sur ce canal. Comme cela apparaît sur la figure, d'autres symboles OQAM provenant d'autres canaux peuvent bien entendu être présents à l'entrée du module d'étalement spectral et de filtrage par le filtre prototype, 420.
    Un générateur 411 génère une séquence pseudo-aléatoire à valeurs réelles présentant de bonnes propriétés d'autocorrélation et de détection de décalage. Par bonnes propriétés d'autocorrélation, on entend que la corrélation de la séquence aléatoire avec elle-même donne un pic très prononcé pour un décalage nul. Par bonnes propriétés de détection de décalage, on entend que la corrélation entre deux séquences décalées d'un décalage déterminé donne un pic très prononcé pour la valeur de ce décalage. Un exemple d'une telle séquence pseudo-aléatoire est la séquence de Gold à valeurs dans {-1,-Fl}.
    Le générateur 411 génère la séquence pseudo-aléatoire de manière classique à l'aide d'un ou plusieurs registres à décalage rebouclés sur eux-mêmes, les prises sur un registre étant déterminées par les coefficients d'un polynôme générateur, de manière connue en soi. Dans le cas d'une séquence de Gold, la génération est effectuée au moyen de deux registres à décalage générant chacun une M-séquence (polynômes générateurs primitifs), les sorties de deux registres étant combinées entre elles au moyen d'un OU exclusif.
    Chaque terminal dans la cellule est caractérisé par le décalage, noté C^, de sa séquence pseudo-aléatoire par rapport à une séquence de référence (correspondant à une initialisation prédéterminée des registres à décalage). Autrement dit, chaque terminal peut être identifié par son décalage , le terminal générant la séquence de référence avec un décalage d'éléments de la séquence.
    La séquence générée en 411 fait ensuite l'objet d'un « mapping » sur la ressource de transmission associée au canal RACH dans le module 412. Plus précisément, les éléments de la séquence sont placés sur des sous-porteuses d'un intervalle de fréquence (chunk) voire plusieurs intervalles de fréquence alloué(s) au canal RACH pendant un intervalle de temps prédéterminé. Le module 413 concatène à la trame de symboles FBMC un préfixe cyclique CP comme décrit plus loin. Les symboles FBMC de la trame augmentée de son préfixe cyclique font ensuite l'objet d'une modulation OQAM dans le modulateur 414 avant d'être fournis au module 420. Le modulateur OQAM a pour fonction d'assurer un déphasage de π!2 entre deux échantillons consécutifs en temps et en fréquence de manière à ce que les valeurs portées au même instant par les sous-porteuses soient alternativement réelles et imaginaires et que les valeurs portées par une même sous-porteuse en des instants successifs soient aussi alternativement réelles et imaginaires.
    On a représenté sur la Fig. 5 une trame de symboles FBMC dans le domaine fréquentiel, destinée à être transmise sur le canal RACH par l'émetteur de la Fig. 4. L'axe horizontal représente le temps et l'axe des ordonnées représente les fréquences. Les symboles FBMC sont représentés ici avant l'étalement fréquentiel en 420. Le canal RACH occupe un intervalle de sous-porteuses qui lui est alloué, constitué de sous-porteuses (en toute rigueur N^ sous-canaux dans la mesure où l'on se place avant étalement spectral).
    Le nombre de symboles FBMC occupés par la séquence, avant l'ajout du préfixe cyclique, est donné par :
    (3)
    où est la longueur de la séquence pseudo-aléatoire et [ ] signifie la partie entière par excès. Si n'est pas un nombre entier, on complète le dernier symbole FBMC par N^Np valeurs nulles (zéro padding).
    La trame de symboles FBMC est complétée par concaténation de N., symboles OFDM obtenus en recopiant les derniers symboles FBMC au début de la trame pour former un préfixe cyclique. Le préfixe cyclique ainsi obtenu a été désigné par CP sur la figure. La longueur totale de la trame est donc de symboles FBMC. L'ajout du préfixe cyclique est nécessaire pour absorber le temps de propagation dans la cellule. Le nombre sera choisi de manière à ce que /(cT) où est le rayon maximum de la cellule, c la vitesse de propagation de la lumière et T/2 est la période d'émission des symboles FBMC.
    Les symboles FBMC de la trame représentée en Fig. 5 sont soumis à étalement spectral en 420 puis à IFFT de taille KN en 430, conversion parallèle-série en 440 avant d'être combinés en 450.
    La Fig. 6 représente la structure d'un récepteur adapté à recevoir le canal RACFI d'un système FBMC, selon un premier mode de réalisation de l'invention. Le récepteur se situe ici au niveau de la station de base.
    La structure du récepteur est similaire à celle du récepteur FS-FBMC représenté dans la partie droite de la Fig. 1. Les éléments 660 à 680 sont respectivement identiques aux éléments 160 à 180 et leur description ne sera donc pas reprise ici. Un démultiplexeur (non représenté) en sortie du module de désétalement spectral 680 (voire en sortie du module de FFT 670) permet d'extraire les données OQAM correspondant au canal RACH. Les données ainsi extraites sont démodulées par un démodulateur OQAM 686 qui restitue les éléments de la séquence.
    Un module de mise en forme 687 met bout à bout les portions de séquence acquises à chaque symbole FBMC de la trame. L'acquisition est effectuée pour FFT successives sur des blocs de KN échantillons, chaque bloc étant décalé de N/2 échantillons par rapport au précédent. La première FFT est effectuée sur un bloc de KN échantillons commençant à un échantillon quelconque de la séquence, pris comme échantillon de référence. L'indice de cet échantillon est choisi conventionnellement i = 0. Le traitement effectué ensuite est basé sur l'hypothèse que cet échantillon est le premier échantillon de la trame.
    La séquence fournie par le module de mise en forme est corrélée dans le corrélateur 688 avec la séquence pseudo-aléatoire de référence, c'est-à-dire la séquence pseudo-aléatoire de décalage temporel - 0. L'opération est répétée en incrémentant de 1 l'indice i de l'échantillon de référence et ce, jusqu'à ce que i = N/2.
    Un module de traitement 689 traite les résultats de corrélation fournis par le module de corrélation pour i = i,...,N/2 . Plus précisément, pour chaque valeur de i, le module de traitement acquiert l'amplitude A(0 du pic de corrélation et l'indice du décalage (par rapport à la séquence de référence) correspondant à ce pic.
    Le module de traitement détermine à partir de A(i) et , i = i,...,N /2, le décalage total r/// de la séquence pseudo-aléatoire reçue par rapport à la séquence de référence, ce décalage comprenant, d'une part, le décalage de la séquence initiale (autrement dit la séquence telle que transmise) et le décalage dû au retard τ entre le début de la trame et l'échantillon de référence.
    Le décalage total r/// est ensuite transmis à l'UE de manière à ce que celui-ci puisse se synchroniser par rapport à la station de base. En effet, le terminal, connaissant le décalage C^, peut en déduire le retard ret le compense à l'émission de manière à ce qu'une trame de symboles FBMC transmise par l'UE soit reçue au début d'un intervalle de réception de la station de base. Ainsi, les trames de symboles FBMC issues de différents UEs arrivent de manière synchrone à la station de base.
    La Fig. 7 représente de manière schématique, dans le domaine temporel, une trame de symboles FBMC émise sur le canal RACH par l'émetteur de la Fig. 4 et reçue par le récepteur de la Fig. 6.
    Comme indiqué en relation avec la Fig. 3, chaque symbole FBMC est constitué de KN échantillons, deux symboles FBMC successifs étant décalés de N12 échantillons. La sortie de l'émetteur FBMC a été désignée par Σ. On rappelle que celle-ci est obtenue par sommation de 2K-1 symboles FBMC successifs.
    Au niveau du récepteur, le signal FBMC est reçu avec un retard correspondant au temps de propagation entre l'UE et la station de base. Il a été désigné par R sur la figure.
    Dans la suite, on note le premier échantillon du symbole FBMC, noté FBMC^. On a indiqué sur la Fig. 7 le début de chacun des symboles FBMC intervenant dans la trame du canal RACFI à savoir, s^,k = 0,...,N^ + -1.
    Le point de départ de la FFT glissante est pris conventionnellement à un échantillon de référence / = 0. Ce point de départ est incrémenté jusqu'à l'échantillon i = N12, pour parcourir une zone de recherche d'amplitude N/2 . Cette amplitude de la zone de recherche assure que l'on aura nécessairement lors du balayage, une valeur de i correspondant à un alignement de la fenêtre de FFT avec un symbole FBMC. Dans le cas illustré, cet alignement se produit lorsque le point de départ coïncide avec le premier échantillon du symbole FBMC^, noté
    La Fig. 8 représente un ordinogramme d'une méthode de synchronisation d'un émetteur d'un système FBMC, selon un premier mode de réalisation de l'invention.
    On suppose que l'émetteur présente la structure déjà décrite en relation avec la Fig. 4 et que le récepteur présente la structure déjà décrite en relation avec la Fig. 6.
    La synchronisation de l'émetteur met en œuvre les étapes 810-895 au récepteur et l'étape 897 à l'émetteur. A l'étape 810, on initialise l'indice / = 0. A l'étape 820, on initialise la position de départ de la fenêtre glissante de la FFT à l'échantillon d'indice i. Le récepteur FBMC considère alors l'échantillon d'indice i comme le premier de la séquence d'échantillons de la trame FBMC. A l'étape 830, les KN échantillons de la fenêtre glissante commençant à l'échantillon i sont soumis à une FFT de taille KN dans le module de FFT 670. Les échantillons en sortie de la FFT sont en outre soumis à un filtrage et un désétalement spectral dans le module 680. A l'étape 840, on extrait les symboles OQAM correspondant au canal RACH. A l'étape 850, le démodulateur 686 convertit les symboles OQAM en valeurs réelles, correspondant à des éléments de la séquence pseudo-aléatoire. Le cas échéant, on applique une décision dure sur les valeurs de la séquence pour obtenir une estimation des éléments de la séquence.
    Les étapes 830 à 850 sont réalisées fois, en translatant à chaque fois la fenêtre de FFT de N12 échantillons. Chaque itération fournit éléments de la séquence. On obtient ainsi un nombre N^-N^ de valeurs réelles. A l'étape 855, le module de mise en forme 687 arrange ces valeurs réelles en mettant bout à bout les portions de séquence acquises à chaque symbole FBMC. Cette mise en forme peut être simplement réalisée en stockant les portions de séquence les unes à la suite des autres dans un buffer au fur et à mesure qu'elles sont fournies par l'étape 850. A l'étape 860, on effectue, au moyen du corrélateur 688, une corrélation de la séquence obtenue à l'étape précédente avec la séquence de référence. On obtient ainsi une suite de valeurs Γ(ϊ, j) où j est une position de corrélation, autrement dit un décalage de la séquence en question par rapport à la séquence de référence. La position j est exprimée en nombre d'éléments de la séquence pseudo-aléatoire où j varie de 0 à L-1 où L est la longueur de la séquence de référence.
    Selon une variante, on pourra à l'étape 850 prendre en compte les valeurs complexes (et non seulement les valeurs réelles) en sortie du démodulateur OQAM. Cette séquence est alors corrélée en 860 avec la séquence de référence ayant subi elle-même une modulation OQAM. La corrélation est alors effectuée sur la base du produit hermitien des deux séquences en question. Cette variante permet d'atteindre un résultat de corrélation avec un meilleur rapport signal sur bruit étant donné que l'information portée par un élément de la séquence est distribuée par le transmultiplexeur sur plusieurs sous-porteuses et instants adjacents. A l'étape 870, le module de traitement 689 calcule une métrique du pic de corrélation et la stocke en mémoire. Avantageusement, la métrique est calculée par A(/) = max(r(/, j)). Elle est comparée à une valeur de seuil
    où Γ, est la valeur moyenne de r[i,j) sur les valeurs j = 0,...,L-l pour réduire de taux de fausse alarme et de non détection. Dans tous les cas, l'indice 7m^(/) = arg(r(/,7)|r(/,7) = A(0) de la position de corrélation pour laquelle ce pic est
    J atteint, est également stocké en mémoire. A l'étape 880, on vérifie si / = / 2. Si ce n'est pas le cas, on incrémente i en 885 et on retourne à l'étape 820. En revanche, si c'est bien le cas, on a parcouru la totalité de la plage de recherche [0,///2] et l'on passe à l'étape 890. A l'étape 890, le module de traitement, 689, détermine la valeur maximale, de la métrique du pic de corrélation A(i) dans la plage de recherche [0,///2] et récupère dans la mémoire, la position de corrélation pour laquelle ce maximum est atteint, soit : = max (A(/)) (4-1) i=0,..,N/2 ' ' i„.=arg(A(0|A(;) = A^.) (4-2) i J max j max ^^'max ^ (4-3)
    Le module de traitement détermine ensuite à partir de l'indice et de la position le décalage total, t/// de la séquence comme expliqué plus loin. A l'étape 895, le décalage total -r^/, exprimé en nombre d'éléments de la séquence pseudo-aléatoire, est transmis par la station de base au terminal (UE), autrement dit par le récepteur à l'émetteur. A l'étape 897, l'émetteur du terminal estime le retard τ à partir du décalage total t/// et du décalage initial C^, et synchronise son émission en conséquence.
    Au niveau du récepteur, le retard τ est conventionnellement exprimé en nombre d'échantillons du signal reçu, la période d'échantillonnage étant T ! N .Ce retard peut se décomposer en un multiple entier de NU et une partie fractionnaire (réelle) de N!2
    (5) où
    est la partie entière par défaut de
    , autrement dit l'indice k du dernier échantillon précédant l'échantillon de référence.
    Le retard τ se traduit par un retard
    en nombre d'échantillons de la séquence pseudo-aléatoire :
    (6) étant donné que chaque symbole FBMC porte N^ échantillons de la séquence pseudoaléatoire. L'indice correspond à un alignement de la fenêtre glissante de la FFT avec un début de symbole FBMC (alignement sur en Fig. 7), autrement dit :
    (7)
    Lorsque la fenêtre de la FFT est alignée sur le début du symbole FBMC en question, la position du pic de corrélation résulte, d'une part, du décalage initial de la séquence pseudo-aléatoire par rapport à la séquence de référence et, d'autre part du décalage de la fenêtre de FFT par rapport au début de la trame FBMC, soit :
    (8)
    On déduit de (6),(7) et (8) le retard total de la séquence,
    , soit :
    (9)
    Comme déjà indiqué plus haut, le retard est transmis, à l'étape 895, au terminal (identifié par le décalage ). A l'étape 897, l'émetteur du terminal peut alors estimer le retard τ à compenser, libellé en nombres d'échantillons :
    (10-1) ou, alternativement, libellé en temps :
    (10-2)
    La Fig. 9 représente schématiquement la structure d'un récepteur FBMC d'un système FBMC, selon un second mode de réalisation de l'invention.
    Le second mode de réalisation de l'invention diffère du premier au sens où la recherche du pic de corrélation dans la plage [θ,Λ^/2] se fait en deux passes successives, une première passe étant effectuée avec une résolution grossière et une seconde passe étant effectuée avec une résolution élevée autour du point trouvé dans la première passe.
    Les modules portant les références 960-980, 986-987 sont identiques à ceux portant les références correspondantes 660-680, 686-687 en Fig. 6 et leur description sera par conséquent omise ici.
    Les valeurs en sortie du module de mise en forme 987 font l'objet d'une première corrélation avec la séquence pseudo-aléatoire de référence dans un premier module de corrélation 988-1. A la différence du premier mode de réalisation, la première corrélation est répétée en incrémentant la position i du point de départ de la FFT glissante d'un pas P > 1 et ce que jusqu'à ce que
    . Typiquement, N = 2'^ et le pas P est choisi tel que P-2"’ avec 1 < m < M -1.
    Pour chaque point de départ de la FFT glissante, i = £P, avec
    on effectue FFT de taille KN avec un décalage de N/2 échantillons entre deux fenêtres successives, étant entendu que la première FFT démarre à i. Les valeurs de corrélation obtenues sont fournies au module de traitement 989-1. Celui-ci détermine, pour chaque position courante i = iP du point de départ de la FFT glissante, la valeur AlP) = max (Γ(^Ρ, j)) du pic de corrélation et détermine au terme du balayage la valeur maximale du pic de corrélation, soit =max(Aj(^P)), ainsi que la position du point de départ pour laquelle cette valeur maximale est atteinte
    L'indice est fourni au second module de corrélation 988-2.
    Les valeurs en sortie du module de mise en forme 987 font ensuite l'objet d'une seconde corrélation dans le second module de corrélation 988-2. Cette seconde corrélation est effectuée à nouveau avec la séquence pseudo-aléatoire de référence mais cette fois l'opération de corrélation n'est répétée que sur une plage réduite de l'indice i, de largeur égale à un pas P à savoir
    Pour chaque position i du point de départ de la FFT glissante, on obtient une suite de valeurs de corrélation On comprendra que le module de corrélation 988-2 effectue les mêmes opérations que le module 688 du premier mode de réalisation mais n'opère que sur une plage de largeur P centrée sur l'indice £^^P déterminé par le module de traitement 989-1.
    Le module de traitement 989-2 traite ensuite les résultats de corrélation fournis par le second module de corrélation 988-2. Plus précisément, il détermine pour chaque
    l'amplitude A^^(/) = max(r(/, 7')) du pic de corrélation et le décalage pour ce pic est atteint.
    Le module de traitement 989-2 en déduit le décalage total r/// de la séquence pseudo-aléatoire et le transmet au terminal (UE) pour compensation temporelle de son émission comme dans le premier mode de réalisation.
    Les Fig. lOA et lOB représentent sous forme d'ordinogramme une première passe de recherche grossière et une seconde passe de recherche fine pour une méthode de synchronisation d'un émetteur d'un système FBMC, selon un second mode de réalisation de l'invention.
    La méthode de synchronisation selon le second mode de réalisation utilise un récepteur comme décrit en relation avec la Fig. 9.
    La synchronisation de l'émetteur met en œuvre, une première passe de recherche grossière comprenant les étapes 1010-1 à 1090-1 exécutées au niveau du récepteur, une seconde passe de recherche fine comprenant les étapes 1010-2 à 1095, également exécutées au niveau du récepteur et enfin l'étape 1097 au niveau de l'émetteur (situé dans le terminal).
    La première passe de recherche grossière est détaillée ci-après : A l'étape 1010-1 on initialise une première boucle de recherche (grossière) avec £ = 0 . La position initiale de la fenêtre glissante de FFT est donnée par l'indice i = £P du premier échantillon de la fenêtre. Cet indice est pris conventionnellement égal à 0.
    Les étapes 1020-1 à 1055-1 sont identiques aux étapes 810 à 855 déjà décrites en relation avec la Fig. 8 et ne seront donc pas détaillées plus avant. A l'étape 1060-1, on effectue au moyen du premier module de corrélation 988-1, une corrélation de la séquence fournie par le module de mise en forme avec la séquence pseudo-aléatoire de référence. On obtient ainsi une suite de valeurs Y{£P,j), 7=0,...,L-1 où L est la longueur de la séquence pseudo-aléatoire et i = iP est la position courante de la fenêtre.
    Selon une variante, la corrélation peut être effectuée sur les valeurs complexes (et non seulement avec les valeurs réelles) de la séquence reçue avec la séquence de référence préalablement modulée par une modulation OQAM, comme expliqué en relation avec les étapes 850 et 860 de la Fig. 8. A l'étape 1070-1, le module de traitement 989-1 calcule une métrique du pic de corrélation A'(^P) = max(r(^P, j)) pour la position courante de la fenêtre de FFT. On compare cette métrique à une valeur de seuil
    où est la valeur moyenne de Y[lP,j) prise sur les valeurs 7 = 0,...,L-1 pour réduire le taux de fausse alarme et le taux de fausse détection. A l'étape 1080-1, on vérifie si
    . Si ce n'est pas le cas on incrémente (. de 1, ou de manière équivalente i de P, en 1085-1 et l'on retourne à l'étape 1020-1 pour effectuer FFT successives à partir d'une une nouvelle position de départ. En revanche, si c'est bien le cas, on a donc balayé (avec une résolution grossière) la totalité de la plage de recherche [θ,Λ^/2] et l'on passe à l'étape 1090-1. A l'étape 1090-1, le module de traitement 989-1 détermine la valeur maximale du pic de corrélation dans la plage de recherche, à savoir =max(Aj(^P)) ainsi que l'indice ^max lequel cette valeur est atteinte.
    La seconde passe de recherche fine est détaillée ci-après en relation avec la Fig. lOB.
    On initialise en 1010-2 la seconde boucle de recherche fine avec
    Les étapes 1020-2 à 1055-2 sont identiques aux étapes précédentes 1020-1 à 1055-1 et ne seront pas décrites à nouveau. A l'étape 1060-2, on effectue au moyen du second module de corrélation 988-2, une corrélation de la séquence fournie par le module de mise en forme, avec la séquence pseudo-aléatoire de référence. Là encore, la variante peut être basée sur les valeurs réelles ou bien basée sur les valeurs complexes (et non seulement les valeurs réelles) de la séquence reçue comme expliqué en relation avec les étapes 850 et 860 de la Fig. 8.
    Les résultats de corrélation j = 0,...,L-l, sonttraitésà l'étape suivante. A l'étape 1070-2, le module de traitement 989-2 traite les résultats de corrélation obtenus à l'étape précédente pour déterminer la métrique du pic de corrélation A^^,,(/) = max(r(/,7)) ou bien
    et le décalage j^(i) pour lequel cette valeur est atteinte. La valeur de métrique Al^{ï) et l'indice j^ii) sont stockés en mémoire. A l'étape 1080-2, on vérifie si
    Si ce n'est pas le cas on incrémente i de 1 en 1085-2 et l'on retourne à l'étape 1020-2 pour effectuer FFT successives à partir d'une nouvelle position de départ. En revanche, si c'est bien le cas, on a balayé la totalité de la plage de recherche fine
    et l'on passe à l'étape 1090-2. A l'étape 1090-2, on détermine la valeur maximale, , de la métrique du pic de corrélation A(i) dans la plage de recherche fine
    et l'on récupère dans la mémoire, la position de corrélation pour laquelle ce maximum est atteint, soit :
    (11-1) (11-2) (11-3) A l'étape 1095, le module de traitement 989-2 détermine ensuite le retard total de la séquence, , à partir des valeurs et au moyen de l'expression (9). Le retard r*/ est alors transmis à l'émetteur (identifié par le décalage ). A l'étape 1097, l'émetteur estime, à partir de r**, le retard τ à compenser, en termes de nombre d'échantillons, au moyen de l'expression (10). Il compense son émission du retard τ pour être synchrone avec la fenêtre de réception du récepteur situé au niveau de la station de base.
    On notera que le nombre d'opérations de FFT effectuées dans le premier mode de réalisation est de :
    (12-1) (12-2)
    Dans le second mode de réalisation, on peut choisir convenablement la valeur P qui minimise le nombre de FFT. Ce minimum est obtenu en annulant la dérivée de l'expression (12-2), soit pour
    L'homme du métier comprendra que d'autres modes de réalisation pourront être envisagés par l'homme du métier sans pour autant sortir du cadre de la présente invention. En particulier, pour déterminer et , on pourra envisager d'effectuer une succession de passes de recherche avec des pas de résolution de plus en plus faibles. Ainsi, au lieu des deux passes de recherche des Figs. lOA et lOB, on pourrait effectuer une pluralité Q de passes successives, ces Q passes permettant d'affiner progressivement la détection du pic de corrélation d'amplitude maximale, la dernière de ces passes fournissant en outre la position de corrélation pour laquelle ce maximum est atteint.
    SYNCHRONIZATION METHOD OF A FBMC SYSTEM USING A RACH CHANNEL
    DESCRIPTION
    TECHNICAL AREA
    The present invention generally relates to the field of telecommunications systems using a multi-carrier filterbank modulation, also called Filter Bank Multi-Carrier (FBMC) systems.
    STATE OF THE PRIOR ART
    Telecommunication systems using a multi-carrier modulation are well known in the state of the art. The principle of such a modulation consists in dividing the transmission band into a plurality of sub-channels associated with sub-carriers and modulating each of these sub-carriers by the data to be transmitted.
    The most widespread multi-carrier modulation is undoubtedly Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) modulation. However, since the spectral occupation of an OFDM signal is substantially greater than the band of subcarriers that it uses due to the spread of the side lobes, the OFDM modulation is not an optimal solution for applications requiring high out-of-band rejection rates.
    Filter Bank Muiti Carrier (FBMC) is a multi-carrier modulation that provides better spectral localization in the subcarrier band. It is also one of the possible solutions for fifth-generation telecommunications systems.
    The principle of the FBMC modulation is based on a filterbank synthesis on transmission and a filter bank analysis on reception, the product of the transfer function of a filter on transmission by the transfer function. the filter corresponding to the reception being equal to the transfer function of the Nyquist filter.
    FBMC systems are typically implemented in the time domain. The structure of a FBMC implemented in the time domain has been described in detail in the article by B. Hirosaki entitled "An orthogonally multiplexed QAM System using the discrete Fourier transform" published in IEEE Trans on Comm., Vol. 29 No. 7, pp. 982-989, July 1981, as well as in the article by P. Siohan et al. entitled "Analysis and Design of OFDM / OQAM Systems based on filterbank theory" published in IEEE Trans., Signal Processing, Vol 50, No 5, pp. 1170-1183, May 2002. FBMC systems implemented in the time domain employ to polyphase filter networks hence their denomination PPN-FBMC (Polyphase Network FBMC).
    More recently, it has been proposed to implement a FBMC system in the frequency domain as described in the document by M. Bellanger et al. entitled "FBMC physical layer: a primer" available at www.ict-phvdyas.ore. FBMC systems implemented in the frequency domain use spectral spreading, hence their denomination FS-FBMC (Frequency Spread FBMC).
    The structure of an FS-FBMC system is shown in FIG. 1.
    At the transmitter, the QAM modulation symbols to be transmitted with a rate Nf with f = jT are grouped in blocks of size N, [n] where n is the time index of the block. Each block of N symbols is provided in parallel with N input channels of a preprocessing module, 110, called preprocessing OQAM (QAM Offset). This pretreatment module has the function of demultiplexing the real part and the imaginary part of the input symbols with a frequency 2 / so that two samples transmitted at the same time on two successive subchannels or two samples transmitted in two successive instants on the same subchannel are one real and the other imaginary. Each of the N output channels of the pretreatment module 110 corresponds to a subchannel.
    Each subchannel is then spread over an interval of 2K-1 adjacent subcarriers, centered on a central subcarrier of the subchannel. Specifically, each QQAM data is spread over 2K-1 adjacent subcarriers and weighted by the (real) value taken by the transfer function of the synthesis filter at the corresponding frequency.
    The frequency spreading and filtering module has been designated by 120 by the prototype filter. Each OQAM data input from module 120 is spread over 2. ^ - 1 adjacent subcarriers to give:
    (1)
    Data of the same parity ί and / -i- 2 are spectrally separated and those of opposite parities i and i + 1 overlap as shown in FIG. 2A. This overlap does not cause interference, however, since two contrary parity data are necessarily respectively located on the real axis and the imaginary axis. For example, in FIG. 2A, the data [n and d ^^ 2 VA are real values (represented in solid lines) while the data d ^^^ n is an imaginary value (represented by dashed lines). The orthogonality in the complex plane is conserved by filtering by the prototype filter since the coefficients are real.
    The frequency-spread and filtered data are then subjected to an IFFT of size KN at 130.
    The time sample block at the IFFT output is combined by means of the combination module 140 as shown in FIG. 3. The set of IFFT output samples represents a FBMC symbol in the time domain, with two successive FBMC symbols being shifted by T12 (ie NU samples). The symbols FBMC each having a duration KT (in other words a size of KN samples). An FBMC symbol is combined in module 140 with the previous ^ -1 FBMC symbols and the following FBMC symbols. For this reason K is still called an overlapping factor or interleaving factor. Note that a sample output from the combination module 140 is the sum of 2K-1 consecutive FBMC symbol samples.
    The signal thus obtained is then translated into an RF band.
    After transmission on channel 150, the received signal, demodulated baseband. is sampled by the receiver at the rate Nf and then converted into blocks of size KN by the serial-parallel converter 160.
    A sliding FFT (the sliding FFT window of N12 samples between two FFT calculations) of size KN is performed in the FFT module 170 on blocks of KN consecutive samples at the output of the serial-parallel converter 160.
    The outputs of the FFT are then optionally equalized (equalizer not shown) and then subjected to filtering and spectral despreading in the module 180. The despreading operation takes place in the frequency domain as shown in FIG. 2B. More precisely, the samples dl = n , k = -K + , ..., Q, .. K- corresponding to the 2 ^ -1 frequencies {i - ) K + , ... iK, ... {i + ) K - of the FFT are multiplied by the values of the transfer function of the analysis filter (translated in frequency from that of the prototype filter) to the frequencies in question and the results obtained are summed, is :
    (2)
    It will be noted that, as in FIG. 2A, obtaining data having ranks of the same parity, for example d. n and \\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\\ Thus, the obtaining of the data uses the samples dl, ^ n , k = , .., K- as well as the samples di + 2, k . '^ > K = -K + ... .
    The despreading of real data is represented by continuous lines whereas that of the imaginary data is represented by dashed lines.
    The data dl n thus obtained are then provided to a postprocessing module 190, performing the reverse processing of that of the module 110, in other words an OQAM demodulation. The QAM symbols are restored.
    FBMC technology is one of the fifth-generation candidate technologies for wireless telecommunication systems. The third (UMTS) and fourth (LTE) generation wireless telecommunication systems use a random access uplink channel (RACH) or Random Access Channel (RACH) to enable a mobile terminal or UE (User Equipment). establish a connection with a base station (BS or eNodeB depending on the generation).
    The RACH is a common channel to all UEs and they access it in a non-synchronized manner, usually according to a contention based multiple access protocol to transmit the sending of control information to the base station and sync with it.
    In LTE systems, the RACH transmission uses specific preambles occupying a range of subcarriers at a position specified by a network parameter. A preamble contains a complex Zadoff-Chu sequence that has shifted a number of samples, the offset in question allowing the base station to discriminate the different UEs.
    The purpose of the present invention is to provide a synchronization method enabling a transmitter (at a terminal) to synchronize with a receiver (at a base station) of an FBMC system by means of an access channel, in particular an RACH channel. The present invention also provides a RACH channel structure for implementing this synchronization method.
    STATEMENT OF THE INVENTION
    The present invention is defined by a method of synchronizing a transmitter with a receiver of an FBMC system, in which a pseudo-random sequence is inserted, at the transmitter, into an access channel defined by a slot slot. carriers of an FBMC frame, said pseudo-random sequence having a given offset, C ^, with respect to a real-valued reference sequence, and at the receiver: (a) performing a sliding FFT of the signal received KN size from a starting sample of index given (/ = 0), the window of the FFT sliding of N / 2 samples between two successive FFT where N is the number of subcarriers of a symbol FBMC and K is the overlap factor; (b) extracting FFT results from a sequence received on said channel and correlating the received sequence with the pseudo-random reference sequence; (c) determining the correlation peak between these two sequences and storing in memory, in relation to the index of the starting sample, a metric of the correlation peak as well as the correlation position corresponding to this peak; ; steps (a), (b), (c) being repeated for a plurality of indices of the starting sample and (d) determining the index of the starting sample associated with the metric correlation peak as well as the correlation position, corresponding to this maximum metric correlation peak; (e) determining the offset, between the received sequence and the reference sequence from the index and the correlation position, of the receiver transmitting the offset thus determined to the transmitter; (f) the transmitter estimates a delay from the offset thus determined and the given offset, and compensates for this delay on transmission.
    According to a first embodiment, the steps (a), (b), (c) are repeated for N / 2 successive indices of the starting sample, two successive indices being separated by 1.
    Advantageously, in step (f), the delay τ is determined by the transmitter from
    where Np is the number of subcarriers of the subcarrier interval of said access channel.
    According to a second embodiment, the steps (a), (b), (c) are repeated a first time, during a first search pass, for a first plurality
    of indices of the starting sample, two successive indices being separated from P where P is a quantification step denominated in number of samples, and that the steps (a), (b), (c) are repeated at least a second time, during a second search pass, for a second plurality P of indices in the range
    , where is an estimated index in the first search pass.
    Advantageously, the index is determined, during the first search pass, as that belonging to the first plurality of starting sample indices and associated with a first maximum value of a metric of the correlation peak (of the sequence received with the reference sequence, said first maximum value being obtained on said first plurality of indices, the index of the starting sample is then determined, during the second search pass, as that belonging to the second plurality of starting sample indices and associated with a second maximum value of a correlation peak metric (A ^^^) of the sequence received with the reference sequence, said second maximum value being obtained on said second plurality of indices.
    The correlation position, corresponding to the maximum amplitude correlation peak, is then determined during the second search pass.
    The offset, τζ, between the received sequence and the reference sequence is advantageously obtained from the index and the correlation position, as determined by the second search path.
    The delay τ can be determined by the transmitter from
    where NP is the number of subcarriers of the subcarrier interval of said access channel.
    Preferably, said reference sequence is a Gold sequence.
    BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS Other features and advantages of the invention will appear on reading preferred embodiments of the invention with reference to the appended figures among which:
    Fig. 1 schematically shows a telecommunication system FS-FBMC known from the state of the art;
    Fig. 2A illustrates the spectral spread made upstream of the IFFT module of FIG. 1;
    Fig. 2B illustrates the spectral despreading performed downstream of the FFT module in FIG. 1;
    Fig. 3 illustrates the combination of the FBMC symbols in FIG. 1;
    Fig. 4 schematically shows the structure of a transmitter on the RACH channel of a FBMC system;
    Fig. 5 schematically illustrates the structure of a frame to be transmitted on the RACH channel of an FBMC system;
    Fig. 6 schematically shows the structure of a receiver of a FBMC system, according to a first embodiment of the invention;
    Fig. 7 schematically illustrates an FBMC symbol frame transmitted and received on the RACH;
    Fig. 8 is a flow diagram of a method of synchronizing a transmitter of an FBMC system, according to a first embodiment of the invention;
    Fig. 9 schematically shows the structure of a FBMC receiver of an FBMC system, according to a second embodiment of the invention;
    Figs. 10A and 10B represent in the form of a flowchart a coarse search and a fine search as part of a synchronization method of a transmitter of an FBMC system, according to a second embodiment of the invention.
    DETAILED PRESENTATION OF PARTICULAR EMBODIMENTS
    We will consider in the following a telecommunication system FBMC comprising at least one base station and one terminal (UE). To connect to the base station, the terminal transmits a FBMC symbol packet on a random access amount channel or RACH.
    Fig. 4 schematically shows the structure of a transmitter FBMC adapted to transmit on the RACH channel. The transmitter is located at a terminal (UE). The structure of the transmitter is similar to that of the FS-FBMC transmitter shown in the left-hand part of FIG. 1. The elements 420 to 450 are respectively identical to the elements 120 to 150 and their description will not be repeated here. We only consider here the RACH channel, in other words the symbols transmitted on this channel. As shown in the figure, other OQAM symbols from other channels can of course be present at the input of the spectral spreading and filtering module by the prototype filter, 420.
    A generator 411 generates a real-valued pseudo-random sequence with good autocorrelation and offset detection properties. By good autocorrelation properties, it is meant that the correlation of the random sequence with itself gives a very pronounced peak for a zero shift. By good properties of offset detection, it is meant that the correlation between two sequences shifted by a given offset gives a very pronounced peak for the value of this shift. An example of such a pseudo-random sequence is the Gold sequence with values in {-1, -Fl}.
    The generator 411 generates the pseudo-random sequence in a conventional manner using one or more shift registers looped back on themselves, the taps on a register being determined by the coefficients of a generator polynomial, in a manner known in the art. itself. In the case of a Gold sequence, the generation is performed by means of two shift registers each generating an M-sequence (primitive generator polynomials), the outputs of two registers being combined with each other by means of an exclusive OR.
    Each terminal in the cell is characterized by the shift, denoted by C ^, of its pseudo-random sequence with respect to a reference sequence (corresponding to a predetermined initialization of the shift registers). In other words, each terminal can be identified by its offset, the terminal generating the reference sequence with a shift of elements of the sequence.
    The sequence generated at 411 is then the subject of a "mapping" on the transmission resource associated with the RACH channel in the module 412. More precisely, the elements of the sequence are placed on subcarriers of a time interval. frequency (chunk) or even more than one frequency slot allocated to the RACH during a predetermined time interval. The module 413 concatenates to the FBMC symbol frame a cyclic prefix CP as described below. The FBMC symbols of the augmented frame of its cyclic prefix are then subject to OQAM modulation in the modulator 414 before being supplied to the module 420. The function of the OQAM modulator is to ensure a phase shift of π! 2 between two consecutive samples in time and in frequency so that the values carried at the same time by the subcarriers are alternately real and imaginary and that the values carried by the same sub-carrier at successive times are also alternately real and imaginary .
    It is shown in FIG. A FBMC symbol frame in the frequency domain, intended to be transmitted on the RACH channel by the transmitter of FIG. 4. The horizontal axis represents the time and the y-axis represents the frequencies. The FBMC symbols are shown here before frequency spreading at 420. The RACH channel occupies a subcarrier slot allocated to it, consisting of sub-carriers (in all cases N + sub-channels as far as is placed before spectral spread).
    The number of FBMC symbols occupied by the sequence, before the addition of the cyclic prefix, is given by:
    (3)
    where is the length of the pseudo-random sequence and [] means the whole part by excess. If it is not an integer, the last FBMC symbol is completed by N ^ Np null values (zero padding).
    The FBMC symbol frame is completed by concatenation of N., OFDM symbols obtained by copying the last FBMC symbols at the beginning of the frame to form a cyclic prefix. The cyclic prefix thus obtained was designated CP in the figure. The total length of the frame is therefore FBMC symbols. The addition of the cyclic prefix is necessary to absorb the propagation time in the cell. The number will be chosen so that / (cT) where is the maximum radius of the cell, c is the light propagation speed and T / 2 is the emission period of the FBMC symbols.
    The FBMC symbols of the frame represented in FIG. 5 are spectrally spread at 420 and then IFFT of size KN at 430, parallel-serial conversion at 440 before being combined at 450.
    Fig. 6 shows the structure of a receiver adapted to receive the RACFI channel of an FBMC system, according to a first embodiment of the invention. The receiver is here at the base station.
    The structure of the receiver is similar to that of the FS-FBMC receiver shown in the right part of FIG. 1. The elements 660 to 680 are respectively identical to the elements 160 to 180 and their description will therefore not be repeated here. A demultiplexer (not shown) at the output of the spectral despreading module 680 (or even at the output of the FFT module 670) makes it possible to extract the OQAM data corresponding to the RACH channel. The data thus extracted are demodulated by an OQAM demodulator 686 which restores the elements of the sequence.
    A formatting module 687 puts end-to-end the sequence portions acquired at each FBMC symbol of the frame. The acquisition is performed for successive FFTs on blocks of KN samples, each block being shifted by N / 2 samples compared to the previous one. The first FFT is performed on a block of KN samples starting at any sample of the sequence taken as a reference sample. The index of this sample is conventionally chosen i = 0. The processing performed next is based on the assumption that this sample is the first sample of the frame.
    The sequence provided by the formatting module is correlated in the correlator 688 with the pseudo-random reference sequence, that is to say the time-shift pseudo-random sequence - 0. The operation is repeated by incrementing from 1 the index i of the reference sample until i = N / 2.
    A processing module 689 processes the correlation results provided by the correlation module for i = i, ..., N / 2. More specifically, for each value of i, the processing module acquires the amplitude A (0 of the correlation peak and the index of the offset (relative to the reference sequence) corresponding to this peak.
    The processing module determines from A (i) and, i = i, ..., N / 2, the total offset r /// of the received pseudo-random sequence with respect to the reference sequence, this offset comprising, on the one hand, the offset of the initial sequence (ie the sequence as transmitted) and the offset due to the delay τ between the start of the frame and the reference sample.
    The total offset r /// is then transmitted to the UE so that it can synchronize with the base station. Indeed, the terminal, knowing the shift C ^, can deduce the delay ret compensates for the transmission so that a FBMC symbol frame transmitted by the UE is received at the beginning of a reception interval from the base station. Thus, the FBMC symbol frames from different UEs arrive synchronously at the base station.
    Fig. 7 schematically shows, in the time domain, a FBMC symbol frame transmitted on the RACH channel by the transmitter of FIG. 4 and received by the receiver of FIG. 6.
    As indicated in connection with FIG. 3, each FBMC symbol consists of KN samples, two successive FBMC symbols being shifted by N12 samples. The output of the FBMC transmitter has been designated Σ. It is recalled that this is obtained by summing 2K-1 successive FBMC symbols.
    At the receiver, the FBMC signal is received with a delay corresponding to the propagation time between the UE and the base station. It has been designated R in the figure.
    In the following, we note the first sample of the symbol FBMC, noted FBMC ^. It has been indicated in FIG. 7 the beginning of each of the symbols FBMC intervening in the frame of the RACFI channel namely, s ^, k = 0, ..., N ^ + -1.
    The starting point of the sliding FFT is taken conventionally to a reference sample / = 0. This starting point is incremented up to the sample i = N12, to traverse a search area of amplitude N / 2. This amplitude of the search area ensures that one will necessarily have during the scan, a value of i corresponding to an alignment of the FFT window with a symbol FBMC. In the illustrated case, this alignment occurs when the starting point coincides with the first sample of the symbol FBMC ^, noted
    Fig. 8 is a flow chart of a method of synchronizing a transmitter of an FBMC system, according to a first embodiment of the invention.
    It is assumed that the transmitter has the structure already described in relation to FIG. 4 and that the receiver has the structure already described in relation to FIG. 6.
    Transmitter synchronization implements steps 810-895 at the receiver and step 897 at the transmitter. In step 810, the index / = 0 is initialized. In step 820, the starting position of the sliding window of the FFT is initialized to the sample of index i. The FBMC receiver then considers the sample of index i as the first of the sample sequence of the FBMC frame. In step 830, the KN samples of the sliding window starting at the sample i are subjected to a FFT of size KN in the FFT module 670. The samples at the output of the FFT are further subjected to a filter and a spectrally despread in the module 680. In step 840, the OQAM symbols corresponding to the RACH channel are extracted. In step 850, the demodulator 686 converts the OQAM symbols into real values, corresponding to elements of the pseudo-random sequence. If necessary, a hard decision is applied to the values of the sequence to obtain an estimate of the elements of the sequence.
    Steps 830 to 850 are performed once, each time translating the FFT window of N12 samples. Each iteration provides elements of the sequence. This gives a number N ^ -N ^ of real values. In step 855, the formatting module 687 arranges these actual values by end-to-end the sequence portions acquired at each FBMC symbol. This formatting can be simply performed by storing the sequence portions one after the other in a buffer as they are provided by step 850. In step 860, the procedure means of the correlator 688, a correlation of the sequence obtained in the previous step with the reference sequence. Thus, a sequence of values Γ (ϊ, j) is obtained where j is a correlation position, in other words an offset of the sequence in question with respect to the reference sequence. The position j is expressed in number of elements of the pseudo-random sequence where j varies from 0 to L-1 where L is the length of the reference sequence.
    According to one variant, it will be possible in step 850 to take into account the complex values (and not only the real values) at the output of the OQAM demodulator. This sequence is then correlated at 860 with the reference sequence which has itself undergone OQAM modulation. The correlation is then performed on the basis of the Hermitian product of the two sequences in question. This variant makes it possible to achieve a correlation result with a better signal-to-noise ratio since the information carried by one element of the sequence is distributed by the transmultiplexer over several sub-carriers and adjacent instants. In step 870, the processing module 689 calculates a metric of the correlation peak and stores it in memory. Advantageously, the metric is calculated by A (/) = max (r (/, j)). It is compared to a threshold value
    where Γ, is the average value of r [i, j) on the values j = 0, ..., Ll to reduce the false alarm and non-detection rate. In all cases, the index 7m ^ (/) = arg (r (/, 7) | r (/, 7) = A (0) of the correlation position for which this peak is
    J reached, is also stored in memory. At step 880, we check if / = / 2. If it is not the case, we increment i to 885 and return to step 820. On the other hand, if it is the case, we have traversed the entire search range [0, /// 2] and proceed to step 890. In step 890, the processing module, 689, determines the maximum value, of the metric of the peak correlation A (i) in the search range [0, /// 2] and retrieves in the memory, the correlation position for which this maximum is reached, that is: = max (A (/)) (4-1 ) = 0, .., N / 2 "i". = arg (A (0 | A (;) = A ^.) (4-2) i max max max (4) 3)
    The processing module then determines from the index and the position the total offset, t /// of the sequence as explained below. In step 895, the total offset -r ^ /, expressed in number of elements of the pseudo-random sequence, is transmitted by the base station to the terminal (UE), ie by the receiver to the transmitter. In step 897, the terminal transmitter estimates the delay τ from the total offset t /// and the initial offset C ^, and synchronizes its transmission accordingly.
    At the receiver, the delay τ is conventionally expressed as the number of samples of the received signal, the sampling period being T! N .This delay can be decomposed into an integer multiple of NU and a (real) fractional part of N! 2
    (5) where
    is the default integer part of
    in other words, the index k of the last sample preceding the reference sample.
    The delay τ results in a delay
    in number of samples of the pseudo-random sequence:
    (6) since each FBMC symbol carries N ^ samples of the pseudo-random sequence. The index corresponds to an alignment of the sliding window of the FFT with a symbol start FBMC (alignment in Fig. 7), ie:
    (7)
    When the window of the FFT is aligned with the beginning of the FBMC symbol in question, the position of the correlation peak results, on the one hand, from the initial offset of the pseudo-random sequence with respect to the reference sequence and from the other hand, the offset of the FFT window from the beginning of the FBMC frame, ie:
    (8)
    We deduce from (6), (7) and (8) the total delay of the sequence,
    , is :
    (9)
    As already indicated above, the delay is transmitted, in step 895, to the terminal (identified by the offset). At step 897, the terminal transmitter can then estimate the delay τ to compensate, denoted in numbers of samples:
    (10-1) or, alternatively, in time:
    (10-2)
    Fig. 9 schematically shows the structure of a FBMC receiver of an FBMC system, according to a second embodiment of the invention.
    The second embodiment of the invention differs from the first in the sense that the search for the correlation peak in the range [θ, Λ ^ / 2] is done in two successive passes, a first pass being made with a coarse resolution and a second pass being performed with a high resolution around the point found in the first pass.
    The modules bearing the references 960-980, 986-987 are identical to those bearing the corresponding references 660-680, 686-687 in FIG. 6 and their description will therefore be omitted here.
    The output values of the formatting module 987 are first correlated with the reference pseudo-random sequence in a first correlation module 988-1. Unlike the first embodiment, the first correlation is repeated by incrementing the position I of the starting point of the sliding FFT by a pitch P> 1 and until
    . Typically, N = 2 '^ and the pitch P is chosen such that P-2 "' with 1 <m <M -1.
    For each starting point of the sliding FFT, i = £ P, with
    FFT of size KN is carried out with an offset of N / 2 samples between two successive windows, it being understood that the first FFT starts at i. The correlation values obtained are provided to the processing module 989-1. This determines, for each current position i = iP of the starting point of the sliding FFT, the value A lP) = max (Γ (^ Ρ, j)) of the correlation peak and determines at the end of the scanning the value maximum correlation peak, ie = max (Aj (^ P)), as well as the position of the starting point for which this maximum value is reached
    The index is provided to the second correlation module 988-2.
    The output values of the formatting module 987 are then subjected to a second correlation in the second correlation module 988-2. This second correlation is carried out again with the reference pseudo-random sequence but this time the correlation operation is repeated only over a reduced range of the index i, of width equal to a pitch P namely
    For each position i of the starting point of the sliding FFT, a series of correlation values is obtained. It will be understood that the correlation module 988-2 performs the same operations as the module 688 of the first embodiment but only operates on a range of width P centered on the index £ ^^ P determined by the processing module 989-1.
    The processing module 989-2 then processes the correlation results provided by the second correlation module 988-2. More specifically, he determines for each
    the amplitude A ^^ (/) = max (r (/, 7 ')) of the correlation peak and the offset for this peak is reached.
    The processing module 989-2 deduces the total offset r /// from the pseudo-random sequence and transmits it to the terminal (UE) for time compensation of its transmission as in the first embodiment.
    Figs. 10A and 10B represent in the form of a flow chart a first coarse search pass and a second fine search pass for a method of synchronizing a transmitter of an FBMC system, according to a second embodiment of the invention.
    The synchronization method according to the second embodiment uses a receiver as described in connection with FIG. 9.
    The transmitter synchronization implements a first rough search pass comprising steps 1010-1 to 1090-1 performed at the receiver, a second fine search pass comprising steps 1010-2 to 1095, also executed at the receiver. receiver level and finally step 1097 at the transmitter (located in the terminal).
    The first rough search pass is detailed below: In step 1010-1 a first (coarse) search loop is initialized with £ = 0. The initial position of the sliding window of FFT is given by the index i = £ P of the first sample of the window. This index is conventionally taken as 0.
    Steps 1020-1 to 1055-1 are identical to steps 810 to 855 already described in connection with FIG. 8 and will not be detailed further. In step 1060-1, the first correlation module 988-1 performs a correlation of the sequence provided by the shaping module with the pseudo-random reference sequence. We obtain a sequence of values Y {£ P, j), 7 = 0, ..., L-1 where L is the length of the pseudo-random sequence and i = iP is the current position of the window.
    According to one variant, the correlation can be performed on the complex values (and not only with the real values) of the sequence received with the reference sequence previously modulated by an OQAM modulation, as explained in relation with the steps 850 and 860 of the Fig. 8. In step 1070-1, the processing module 989-1 calculates a correlation peak metric A '(P P) = max (r (P P, j)) for the current position of the FFT window. . This metric is compared to a threshold value
    where is the average value of Y [lP, j) taken on the values 7 = 0, ..., L-1 to reduce the false alarm rate and the false detection rate. At step 1080-1, we check if
    . If this is not the case, increment (.1, or equivalent i of P, to 1085-1 and return to step 1020-1 to perform successive FFTs from a new one. In contrast, if this is the case, then we have scanned (with a coarse resolution) the entire search range [θ, Λ ^ / 2] and we go to step 1090 In step 1090-1, the processing module 989-1 determines the maximum value of the correlation peak in the search range, namely = max (Aj (^ P)) and the index ^ max which value is reached.
    The second fine search pass is detailed below in connection with FIG. lob.
    We start in 1010-2 the second loop of fine search with
    Steps 1020-2 to 1055-2 are identical to the previous steps 1020-1 to 1055-1 and will not be described again. In step 1060-2, a correlation of the sequence provided by the formatting module with the pseudo-random reference sequence is carried out by means of the second correlation module 988-2. Again, the variant may be based on the actual values or else based on the complex values (and not only the actual values) of the received sequence as explained in connection with steps 850 and 860 of FIG. 8.
    The correlation results j = 0, ..., L1, are processed in the next step. In step 1070-2, the processing module 989-2 processes the correlation results obtained in the previous step to determine the correlation peak metric A ^^ ,, (/) = max (r (/, 7 )) or
    and the offset j ^ (i) for which this value is reached. The metric value Al ^ (i) and the index j ^ ii) are stored in memory. At step 1080-2, we check if
    If this is not the case, increment i from 1 to 1085-2 and return to step 1020-2 to perform successive FFTs from a new start position. However, if this is the case, we swept the entire fine search range
    and proceed to step 1090-2. In step 1090-2, the maximum value of the correlation peak metric A (i) in the fine search range is determined.
    and recovering in the memory, the correlation position for which this maximum is reached, namely:
    (11-1) (11-2) (11-3) In step 1095, the processing module 989-2 then determines the total delay of the sequence, from the values and by means of the expression ( 9). The delay r * / is then transmitted to the transmitter (identified by the offset). In step 1097, the transmitter estimates, from r **, the delay τ to compensate, in terms of the number of samples, by means of expression (10). It compensates for its emission of the delay τ to be synchronous with the reception window of the receiver located at the base station.
    Note that the number of FFT operations performed in the first embodiment is:
    (12-1) (12-2)
    In the second embodiment, the value P, which minimizes the number of FFTs, can be suitably selected. This minimum is obtained by canceling the derivative of the expression (12-2), that is to say
    Those skilled in the art will understand that other embodiments may be envisaged by those skilled in the art without departing from the scope of the present invention. In particular, to determine and, we can consider performing a succession of search passes with lower resolution steps. Thus, instead of the two search passes of Figs. 10A and 10B, a plurality Q of successive passes could be made, these Q passes making it possible to progressively refine the detection of the maximum amplitude correlation peak, the last of these passes providing in addition the correlation position for which this maximum is achieved.
    权利要求:
    Claims (10)
    [1" id="c-fr-0001]
    1. Method of synchronizing a transmitter with a receiver of an FBMC system, characterized in that at the transmitter is inserted a pseudo-random sequence, in an access channel defined by a subcarrier interval d an FBMC frame, said pseudo-random sequence having a given offset, C ^, with respect to a real-valued reference sequence, and at the receiver: (a) performing a sliding FFT of the received signal (830) of size KN from a starting sample of given index (i = 0), the window of the FFT sliding of N / 2 samples between two successive FFTs where N is the number of subcarriers of a symbol FBMC and K is the overlap factor; (b) extracting (840-855) FFT results a sequence received on said channel and correlating (860) the received sequence with the pseudo-random reference sequence; (c) determining the correlation peak between these two sequences and storing, in relation to the index of the starting sample, a metric of the correlation peak and the corresponding correlation position; at this peak; steps (a), (b), (c) being repeated for a plurality of indices of the starting sample and (d) determining (890) the index of the starting sample associated with the peak of maximum metric correlation as well as the correlation position, corresponding to this maximum metric correlation peak; (e) determining (895) the offset, between the received sequence and the reference sequence from the index and the correlation position j, the receiver transmitting the offset so determined to the transmitter; (f) the transmitter (897) estimates a delay from the offset thus determined and the given offset, and compensates for this delay on transmission.
    [2" id="c-fr-0002]
    2. A method of synchronizing a transmitter with a receiver of an FBMC system according to claim 1, characterized in that the steps (a), (b), (c) are repeated for NU successive indices of the sample of starting, two successive indices being separated by 1.
    [3" id="c-fr-0003]
    3. A method of synchronizing a transmitter with a receiver of an FBMC system according to claim 2, characterized in that in step (f) the delay τ is determined by the transmitter from

    where is the number of subcarriers of the subcarrier interval of said access channel.
    [4" id="c-fr-0004]
    4. A method of synchronizing a transmitter with a receiver of an FBMC system according to claim 1, characterized in that the steps (a), (b), (c) are repeated a first time, during a first search pass, for a first plurality

    of indices of the starting sample, two successive indices being separated from P where P is a quantification step denominated in number of samples, and that the steps (a), (b), (c) are repeated at least a second time, during a second search pass, for a second plurality P of indices in the range

    , where is an estimated index in the first search pass.
    [5" id="c-fr-0005]
    5. A method of synchronizing a transmitter with a receiver of an FBMC system according to claim 4, characterized in that the index Î ^^^ P is determined, during the first search pass, as one belonging to the first plurality of starting sample indices and associated with a first maximum value of a metric of the correlation peak of the received sequence with the reference sequence, said first maximum value being obtained on said first plurality of indices.
    [6" id="c-fr-0006]
    6. A method of synchronizing a transmitter with a receiver of a FBMC system according to claim 5, characterized in that, the index of the starting sample is determined, during the second search pass, as the one belonging to to the second plurality of starting sample indices and associated with a second maximum value of a metric of the correlation peak (A ^^) of the received sequence with the reference sequence, said second maximum value being obtained on said second plurality of indices.
    [7" id="c-fr-0007]
    7. A method of synchronizing a transmitter with a receiver of an FBMC system according to claim 6, characterized in that the correlation position, j ^, corresponding to the maximum amplitude correlation peak is determined at the time of transmission. second search pass.
    [8" id="c-fr-0008]
    8. A method of synchronizing a transmitter with a receiver of an FBMC system according to claim 7, characterized in that the offset,, between the received sequence and the reference sequence is obtained from the index and the correlation position, as determined by the second search path.
    [9" id="c-fr-0009]
    9. A method of synchronizing a transmitter with a receiver of an FBMC system according to claim 8, characterized in that the delay τ is determined by the transmitter from

    where is the number of subcarriers of the subcarrier interval of said access channel.
    [10" id="c-fr-0010]
    10. A method of synchronizing a transmitter with a receiver of a FBMC system according to one of the preceding claims, characterized in that said reference sequence is a sequence of Gold.
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