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    • 专利摘要:
    Das der Erfindung zu Grunde liegende Problem ist eine Verringerung des beim Schalten erzeugten Rauschens und eine Verbesserung der Charakteristik der Sättigungsspannung zum Abschaltverlust (Kompromißcharakteristiken) bei einem IGBT mit einer Graben-Steuerelektroden-Struktur. Zur Lösung des Problems ist in einem Teil eines zwischen den Graben-Steuerelektroden liegenden Bereichs auf der emitterseitigen Oberfläche wenigstens eine Neben-Topfregion 4b gebildet, die mit der Emitterelektrode 8 über Dioden 21 und 22 verbunden ist. Im eigeschalteten Zustand des IGBT sind die Dioden 21 und 22 sperrend und trennen so die Neben-Topfregion 4b von der Emitterelektrode 8, wodurch Ladungsträger angehäuft werden. Im abgeschalteten Zustand des IGBT befinden sich die Dioden 21 und 22 im leitenden Zustand und verbinden elektrisch die Neben-Topfregion 4b mit der Emitterelektrode 8, wodurch die Träger mit hoher Geschwindigkeit entladen werden. In einem frühen Zustand des Einschaltens des IGBT wird die Kapazität eines Teils der Steuerelektrode, der der Neben-Topfregion 4b gegenüberliegt, in Steuerelektroden-Emitter-Kapazität konvertiert, wodurch die Steuerelektroden-Kollektor-Kapazität reduziert wird, was das elektromagnetische Rauschen beim Schalten reduziert.
    公开号:DE102004022455A1
    申请号:DE200410022455
    申请日:2004-05-06
    公开日:2004-11-25
    发明作者:Hiroshi Kanemaru；Katsunori Ueno；Ko Yoshikawa
    申请人:Fuji Electric Holdings Ltd；
    IPC主号:H01L29-78
    专利说明:
    [0001] DieErfindung bezieht sich auf einen Bipolartransistor mit isolierterSteuerelektrode (IGBT, insulated gate bipolar transistor) und betrifftspeziell einen solchen Transistor mit einer Grabenstruktur, beider die Steuerelektrode in einem Graben, der in einem Halbleitersubstratgebildet ist, mit Zwischenlage einer Steuerelektrodenisolatorschichtbegraben ist.
    [0002] Inden vergangenen Jahren sind unter Führung von Europa und NordamerikaBeschränkungen für das elektromagnetischeRauschen eingeführt worden, dasvon Halbleitergerätenerzeugt wird, die mit Leistungs-Halbleiterbauteilen bestückt sind.Bekanntlich wird das elektromagnetische Rauschen durch eine Variationeiner Spannung V überder Zeit t (im folgenden angegeben als dV/dt) oder durch eine Variationeines Stroms I überder Zeit t (im folgenden angegeben als dI/dt) erzeugt, wenn dasLeistungs-Halbleiterbauteil einem Schaltvorgang unterworfen wird.Um das elektromagnetische Rauschen zu verringern, muß beim Schaltendie Größe dV/dt oderdI/dt erniedrigt werden.
    [0003] Esist darauf hinzuweisen, daß beiLeistungs-Halbleiterbauteilen, die einen Bipolartransistor mit isolierterSteuerelektrode (im folgenden bezeichnet als "IGBT")umfassen, bekanntlich eine Sättigungsspannungund ein Schalt- bzw Abschalt(turn-off) Verlust in einer Beziehungzueinander stehen, die einen Kompromiß erforderlich macht. Die (imfolgenden einfach als "Kompromißcharakteristiken" bezeichneten) Sättigungsspannung/Abschaltverlust-Charakteristiken,die einen Kompromiß notwendigmachen, werden zu Indizien beim Auswerten eines algemeinen Verlustseines Leistungs-Halbleiterbauteils.
    [0004] WirksameMaßnahmenzum Verbessern dieser Kompromißcharakteristiken,soweit sie vorgeschlagen wurden, betreffen eine Erhöhung derLadungskonzentration nahe der Oberfläche des Leistungs-Halbleiterbauteils(JP-A-5-243561, Fig. 101, und JP-A-2001-308327). Bei den vorschlagsgemäßen Maßnahmenwird die Kontaktflächedes Halbleiters mit der Emitterelektrode klein gemacht, um die Löcherkonzentrationin der Basisregion zu erhöhen, wodurchein IGBT mit einer erniedrigten Sättigungsspannung verwirklichtwird. Bei einem so gestaltenten IGBT werden, wenn das Bauteil eingeschaltet wird,die Trägerin der Nachbarschaft eines Bereichs zur Anhäufung gebracht, in dem dieOberflächedes Halbleiters in einem Bereich, der zwischen Grabenstrukturenliegt, nicht in Kontakt mit der Emitterelektrode steht.
    [0005] Außerdem istein Halbleiterbauteil mit einem Aufbau bekannt, bei dem ein Teileiner Steuerelektroden-Isolatorschicht verdickt ist (z. B. aus JPPatent 3325424 oder JP-A-2-102579). Mit einem solchen Aufbau kanndurch dickere Gestaltung eines Teils der Steuerelektroden-Isolatorschicht,der stärkerzur Steuerelektroden-Kollektor-Kapazität (im folgenden bezeichnetals "GC-Kapazität") im Vergleich zumanderen Teil beiträgt,beispielsweise zu einem Teil, der zur Steuerelektroden-Emitter-Kapazität (im folgendenbezeichnet als "GE-Kapazität") beiträgt, die GC-Kapazität niedriggehalten werden. Die KapazitätenGC und GE bilden zusammen die Steuerelektrodenkapazität.
    [0006] Außerdem istbei einem lateralen IGBT mit planarer Steuerelektrode ein Aufbauallgemein bekannt (z. B. JP-T-8-505008), bei dem angrenzend an einekathodenseitige Basiszone eine p-leitende Region gebildet ist, undzwar so, daß sieseparat in einer anodenseitigen n-Basiszone angeordnet ist, unddiese p-leitende Region ist mit der Kathode über ein Bauelement mit einernichtlinearen Strom-Spannungs-Charakteristikverbunden. Gemäß diesem Standder Technik soll ein solcher Aufbau in der Lage sein, eine sichereOperationsflächedes IGBT zu vergrößern.
    [0007] DerStand der Technik bringt jedoch Probleme mit sich. Beim in JP-A-5-243561 und in JP-A-2001-308327beschriebene Stand der Technik, also beim IGBT mit dem Aufbau, beidem die Trägerkonzentrationnahe der Oberflächeerhöhtist, wird die Steuerelektroden-Kapazität nahe dem Bereich, in demdie Trägerangehäuftsind, wenn der IGBT durchgeschaltet ist, zur GC-Kapazität. Diesführt zu einemAnsteigen der GC-Kapazität.Eine Erniedrigung des Steuerelektroden-Widerstands zum Verkleinern der Schaltverlustebewirkt eine Erhöhungbei der Spannungsanstiegsgeschwindigkeit der Steuerelektrodenspannung(Ladegeschwindigkeit der GC-Kapazität) in einem frühen Stadiumdes Durchschaltens des IGBT. Dies erhöht die Größe dI/dt des IGBT und die Größe dV/dteiner Diode in einem gegenüberliegendemArm beim Durchschalten des IGBT. Die Folge ist eine Erhöhung deselektromagnetischen Rauschens.
    [0008] Weiterhinergibt sich ein Problem dahingehend, daß die kleine Kontaktfläche derHalbleiteroberflächemit der Emitterelektrode bewirkt, daß die Träger beim Abschalten des IGBTihren Bereich nur erschwert räumen,mit dem Ergebnis eines hohen Abschaltverlustes.
    [0009] BeimStand der Technik nach dem JP Patent 3325424 oder nach der JP-A-2-102579 führt dieVerdickung eines Teils der Steuerelektroden-Oxidschicht zu einererschwerten Herstellung und zusätzlichzum Erfordernis einer hohen Bearbeitungsgenauigkeit.
    [0010] DieErfindung wurde im Hinblick auf die genannten Probleme mit dem Zielgemacht, einen IGBT mit einem Graben-Steuerelektroden-Aufbau zu schaffen,bei dem das elektromagnetische Rauschen beim Schalten so niedrigist, daß hervorragende Kompromischarakteristikenerzielt werden.
    [0011] Dieswird gemäß der Erfindungerreicht, mit Hilfe eines Bipolartransistors mit isolierter Steuerelektrode,umfassend: ein Halbleitersubstrat eines ersten Leitfähigkeitstyps, miteiner ersten Hauptflächenseiteund einer zweiten Hauptflächenseite;Gräben,die auf einer ersten Hauptflächenseitedes Halbleitersubstrats gezogen sind; eine Steuerelektrode, dieunter Zwischenlage eines Isolierfilms in jedem der Gräben angeordnetist; eine Haupt-Topfregion eines zweiten Leitfähigkeitstyps, die auf der erstenHauptflächenseitedes Halbleitersubstrats angeordnet ist und sich dort mit einer Tiefebefindet, die geringer ist als die Tiefe der Gräben; eine Quellenregion desersten Leitfähigkeitstyps,die selektiv an einem Oberflächenbereichder ersten Haupt-Topfregiongeschaffen worden ist; eine Emitterelektrode, die elektrisch sowohlmit der Quellenregion als auch mit der Haupt-Topfregion verbundenist; eine Neben-Topfregioneines zweiten Leitfähigkeitstyps,die in einem anderen Bereich als dem der Haupt-Topfregion ausgebildetist, und zwischen den Gräbenauf der ersten Hauptflächenseiteliegt und eine Tiefe hat, die geringer ist als die Tiefe der Gräben; eineKollektorschicht des zweiten Leitfähigkeitstyps, die an der zweitenHauptflächenseitedes Halbleitersubstrats gebildet ist; eine Kollektorelektrode, dieelektrisch mit der Kollektorschicht verbunden ist; und ein Schaltelementdas an der ersten Hauptflächenseitedes Halbleitersubstrats zwischen der Neben-Topfregion und der Emitterelektrodeliegt und die Neben-Topfregion von der Emitterelektrode trennt, wenneine vorwärtsgerichteteKollektor-Emitter-Spannung niedrig ist, und die Neben-Topfregion mitder Emitterelektrode verbindet, wenn die vorwärtsgerichtete Kollektor-Emitter-Spannunghoch ist.
    [0012] Beider Erfindung kann eine Anordnung geschaffen werden, bei der dieHaupt-Topfregion und die Neben-Topfregion getrennt voneinander angeordnetsind, mit dem Graben zwischen sich, wobei außerdem das Schaltelement ausmindestens einer Diode bestehen kann, deren mit der Neben-Topfregionverbundene Seite den zweiten Leitfähigkeitstyp aufweist und derenmit der Emitterelektrode verbundene Seite den ersten Leitfähigkeitstypaufweist. In diesem Fall kann die Diode aus Polysilizium des erstenLeitfähigkeitstypsund Polysilizium des zweiten Leitfähigkeitstyps bestehen, wobeidiese Materialien auf dem Halbleitersubstrat entweder auf direktem Weg,oder auf indirektem Weg mit zwischen der Diode und dem Halbleitersubstratangeordnetem Isolatorfilm, sitzen.
    [0013] Daseingebaute Potential der Diode kann höher sein als das eingebautePotential eines p-n-Übergangsvon Silizium, und niedriger als der Absolutwert einer an die Steuerelektrodeangelegten Spannung. Als solche Diode kann eine Dicke aus einerdünnen Siliziumkarbidschichtoder einer dünnenDiamantschicht des ersten Leitfähigkeitstyps,und aus einer dünnenSiliziumkarbidschicht oder einer dünnen Diamantschicht des zweitenLeitfähigkeitstyps,die auf dem Halbleitersubstrat direkt, oder unter Zwischenlage einerIsolatorschicht zwischen der Diode und dem Halbleitersubstrat indirektsitzen, verwendet werden.
    [0014] Außerdem kanndas Schaltelement aus wenigstens einer Diode bestehen, deren mitder Neben-Topfregion verbundene Seite den ersten Leitfähigkeitstypaufweist und deren mit der Emitterelektrode verbundene Seite denzweiten Leitfähigkeitstyp aufweistund beispielsweise eine Zenerdiode ist, wobei die Durchbruchspannungder Diode niedriger ist als der Absolutwert der Spannung, die andie Steuerelektrode angelegt ist. Die Zenerdiode kann aus Polysiliziumdes ersten Leitfähigkeitstypsund aus Polysilizium des zweiten Leitfähigkeitstyps bestehen, die aufdem Halbleitersubstrat direkt, oder unter Zwischenlage eines Isolierfilmszwischen der Diode und dem Halbleitersubstrat indirekt sitzen.
    [0015] Wenngemäß der Erfindungals der erste Leitfähigkeitstypbeispielsweise der n-Typ angenommen wird, ist eine Diode einzurichten,deren positive Elektrode mit der Neben-Topfregion und deren negativeElektrode mit der Emitterelektrode verbunden ist. Dies ergibt imdurchgeschalteten Zustand des IGBT ein Potential der Neben-Topfregion,das niedriger ist als das eingebaute Potential der Diode, und bringtdie Diode dazu, zu sperren. Die Neben-Topfregion wird dadurch ineinen Zustand gebracht, in dem sie von der Emitterelektrode getrenntist. Die Kapazitätdes Teils der Steuerelektrode, der der Neben-Topfregion gegenüberliegt,wird dadurch zur GC-Kapazität.Jedoch wird die Kontaktflächeder Halbleiteroberfläche mitder Emitterelektrode so klein, daß der zu zeigende Effekt einerAnhäufungvon Ladungen induziert wird und so die Sättigungsspannung erniedrigtwird.
    [0016] Imabgeschalteten, sperrenden Zustand des IGBT wird indessen das Potentialder Neben-Topfregion höherals das eingebaute Potential der Diode, was die Diode leitend macht.Die Neben-Topfregion wird also elektrisch mit der Emitterelektrodeverbunden. Dies macht die Kapazität des Teils der Steuerelektrode,der der Neben-Topfregion gegenüberliegt, zurGE-Kapazität.Somit wird in einem frühenStadium des Einschaltvorgangs des IGBT die GE-Kapazität erhöht und hierdurchdie Ladegeschwindigkeit dieser Kapazität erniedrigt, wodurch dI/dt(oder dV/dt) erniedrigt und das elektromagnetische Rauschen reduziertwird. Weiterhin wird bei andauernder Diode, wenn der IGBT sich imabgeschalteten Zustand befindet, die Kontaktfläche der Halbleiteroberfläche mitder Emitterelektrode groß,was bewirkt, daß dieLadungsträgermit hoher Geschwindigkeit ausgeräumtwerden, was wiederum den Abschaltverlust niedrig macht. Das Gleichegilt auch im Fall, daß dererste Leitfähigkeitstypder p-Typ ist.
    [0017] Wirdwieder beispielhaft angenommen, daß der erste Leitfähigkeitstypder n-Typ ist, so gilt das gleiche auch im Fall, daß eine Diodeeingerichtet wird, deren negative Elektrode mit der Neben-Topfregionverbunden ist und deren positive Elektrode mit der Emitterelektrodeverbunden ist. In diesem Fall wird bei einge schaltetem IGBT dasPotential der Neben-Topfregion niedriger als die Durchbruchspannungder Diode, was die Neben-Topfregion in einen von der Emitterelektrodegetrennten Zustand bringt. Befindet sich jedoch der IGBT im sperrendenZustand, so wird das Potential der Neben-Topfregion höher alsdie Durchbruchspannung der Diode, was diese Neben-Topfregion inelektrische Verbindung mit der Emitterelektrode bringt. Das Gleichegilt wiederum auch im Fall, daß dererste Leitfähigkeitstyp derp-Typ ist.
    [0018] Somitzeichnet sich die Erfindung dadurch aus, daß ein Teil der GC-Kapazität im durchgeschaltetenZustand des IGBT in die GE-Kapazität umgewandelt wird, so daß ein niedrigesunterdrücktesdI/dt und dV/dt beim Schalten und eine erniedrigte Sättigungsspannungzueinander kompatibel gemacht werden. Im Vergleich hierzu ist esdas Ziel des in der JP-T-8-505008 beschriebenen IGBTs, eine sichere Operationsfläche (SOA,save operating area) zu vergrößern, undes gibt keinen Hinweis darauf, dI/dt und dV/dt beim Schalten unterdrückt kleinzu machen. Außerdemwird in dieser Literaturstelle zum Stand der Technik keine Beschreibungdarübergegeben, beim Durchschalten des IGBT einen Teil der GC-Kapazität in dieGE-Kapazitätumzuwandeln.
    [0019] WeitereEinzelheiten, Vorteile und Weiterbildungen der Erfindung ergebensich aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele imVergleich zum Stand der Technik unter Bezugnahme auf die Zeichnung.Es zeigen:
    [0020] 1 in einem vertikalen Querschnittein Ausführungsbeispieleines erfindungsgemäßen IGBT;
    [0021] 2 eine Draufsicht auf denIGBT von 1, mit teilweiseum 90° gedrehtdargestellten Komponenten;
    [0022] 3 bis 5 Schnitte durch den IGBT von 2 in Schnittebenen III-III,IV-IV bzw V-V;
    [0023] 6, 7 und 8 invertikalen Querschnitten entsprechend 1 dreiweitere Ausführungs beispieledes erfindungsgemäßen IGBT;
    [0024] 9 eine graphische Darstellungdes Ergebnisses eines Vergleichs zwischen den I-V-Ausgangscharakteristikeneinerseits von erfindungsgemäßen IGBTsund andererseits eines IGBT nach dem Stand der Technik;
    [0025] 10 eine graphische Darstellungdes Ergebnisses eines Vergleichs zwischen den I-V-Durchbruchsspannungscharakteristikeneinerseits von erfindungsgemäßen IGBTsund andererseits eines IGBT nach dem Stand der Technik;
    [0026] 11 in Diagrammform Spannungs-bzw. StromverläufeVGE, VCE und IC beim Abschalten des erfindungsgemäßen IGBTs;
    [0027] 12 eine graphische Darstellungdes Ergebnisses eines Vergleichs zwischen den Charakteristiken derSättigungsspannungVCE(sat) in Abhängigkeit vom AbschaltverlustEoff als Kompromißcharakteristiken einerseitseines erfindungsgemäßen IGBTs undandererseits eines IGBTs nach dem Stand der Technik;
    [0028] 13 eine graphische Darstellungdes Ergebnisses eines Vergleichs zwischen den Charakteristiken desEinschaltverlustes Eon in Abhängigkeit vondI/dt einerseits eines erfindungsgemäßen IGBTs und andererseitseines IGBTs nach dem Stand der Technik;
    [0029] 14 eine graphische Darstellungdes Ergebnisses eines Vergleichs zwischen den Charakteristiken desEinschaltverlustes Eon in Abhängigkeit vondV/dt einerseits eines erfindungsgemäßen IGBTs und andererseitseines IGBTs nach dem Stand der Technik;
    [0030] 15 einen vertikalen Querschnittdurch einen IGBT nach dem Stand der Technik;
    [0031] 16 in Diagrammform die Spannungs- bzwStromverläufeVGE, VCE und IC beim Abschalten des IGBT nach dem Standder Technik.
    [0032] Imfolgenden werden Ausführungsformen derErfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung im Detail erläutert. Beiden beschriebenen Beispielen handelt es sich um solche, bei denendie Erfindung auf einen Feldstopp-IGBT (im folgenden bezeichnet als "FS-IGBT") angewandt wird,mit einem Aufbau, bei dem ein FZ-Substratals Halbleitersubstrat verwendet wird und zwischen einer Driftschichtund einer Kollektorschicht, die beide aus dem Substrat gebildetsind, eine Diffusionsschicht mit n-Typ Verunreinigung einer zumStoppen der Expansion eines elektrischen Felds beim Abschalten ausreichendenDosismenge als Pufferschicht, nämlichzum Stoppen der Expansion des elektrischen Felds beim Abschalten,dient.
    [0033] 1 zeigt in einem vertikalenQuerschnitt einen FS-IGBT gemäß einerersten Ausführungsform.Er umfaßtein n-leitendes Halbleitersubstrat 1, an das sich in Vertikalrichtungan der Unterseite eine n-leitende Pufferschicht 2 und einep-leitende Kollektorschicht 3 anschließen. Ander Oberseite des Substrats 1 sind p-leitende Topfregionen 4a und 4b angeordnet,nämlichHaupt-Topfregionen 4a und Neben-Topfregionen 4b.Durch den Bereich der Topfregionen 4a und 4b verlaufenGräbenvon der Substratoberflächebis zu einem Abschnitt oder einer Schnittebene, der/die im Substrat 1 eineDriftschicht wird.
    [0034] DieHaupt-Topfregionen 4a und die Neben-Topfregionen 4b sindjeweils durch einen der Gräbengetrennt. Die Neben-Topfregionen 4b sind so angeordnet,daß siezwischen den Haupt-Topfregionen 4a liegen. Angrenzend andie Gräbenbefinden sich in den Haupt-Topfregionen 4a Quellenregionen 5.Innerhalb jedes Grabens ist als Isolatorschicht ein Steuerelektroden-Oxidfilm 6 ausgebildetund jeder Oxidfilm 6 ist innenseitig mit einer Steuerelektrode 7 gefüllt.
    [0035] DieQuellenregionen 5 sind in der Haupt-Topfregion 4a jeweilsan einem Seitenabschnitt des Grabens ausgebildet. An der Oberfläche derHaupt-Topfregion 4a befindet sich eine Emitterelektrode 8,die ihrerseits in Kontakt sowohl mit der Quellenregion 5 alsauch mit der Haupt-Topfregion 4a steht.
    [0036] Ander Unterseite des Bauteils, die Kollektorschicht 3 überdeckend,befindet sich eine Kollektorelektrode 9 und an der Oberseitebefindet sich auf der – hinsichtlichdes Grabens – derEmitterelektrode 8 gegenüberliegenden Seite eine Hilfselektrode 11, unddie Neben-Topfregionen 4b sind jeweils teilweise durch einenisolierenden Oxidfilm 12 überdeckt. Zwischen der Hilfselektrode 11 undder Emitterelektrode 8 befinden sich, auf der von der Hilfselektrode 11 aus gesehendem Graben abgewandten Seite auf dem Oxidfilm 12, in derReihenfolge von der Hilfselektrode 11 aus in Richtung zurEmitterelektrode 8 beispielsweise ein erstes p-leitendesPolysilizium 13, ein erstes n-leitendes Polysilizium 14,ein Leiterabschnitt 15, ein zweites p-leitendes Polysilizium 16 undein zweites p-leitendes Polysilizium 17. Die ersten Polysiliziumbereiche 13 und 14 bildenzwischen sich einen pn-Übergang,der eine erste Diode 21 ergibt, und die zweiten Polysiliziumbereiche 16 und 17 ergeben zwischensich ebenfalls einen pn-Übergang,der eine zweite Diode 22 bildet. Die beiden Dioden 21 und 22 stellenzusammen ein Schaltelement dar. Das erste p-leitende Polysilizium 13 stehtin Kontakt mit der Hilfselektrode 11 und das zweite n-leitendePolysilizium 17 steht in Kontakt mit der Emitterelektrode 8.
    [0037] DerLeiterabschnitt 15 hat Kontakt mit dem ersten n-leitendenPolysilizium 14 und mit dem zweiten p-leitenden Polysilizium 16.Er dient dem Zweck, zu verhindern, daß die Polysiliziumbereiche 16 und 14 inunmittelbaren Kontakt miteinander kommen und so einen pn-Übergangbilden.
    [0038] DieAnordnung ist so geschaffen, daß die ersteDiode 21 und die zweite Diode 22, von denen jedeals positive Anschlußseitedie Seite der Hilfselektrode 11 und als negative Anschlußseite dieSeite der Emitterelektrode 8 haben, in Reihe zwischen die Hilfselektrode 11 unddie Emitterelektrode 8 geschlossen sind. Zur vereinfachtenErklärungsind in 1 die Polysiliziumbereiche 13, 14, 16 und 17 und derLeiterabschnitt 15 so dargestellt, daß sie hinsichtlich der Zeichenebenein lateraler Richtung angeordnet sind. Tatsächlich sind sie jedoch hinsichtlichder Zeichenebene in senkrechter Richtung angeordnet. Dies ist alsDraufsicht in 2 dargestellt,und die Schnittansichten der 3 bis 5 veranschaulichen die tatsächlicheAnordnung der verschiedenen Bereiche usw An sich können dieDioden wahlweise – bezogenauf die Zeichnung – inHochformatrichtung oder in Querformatrichtung angeordnet sein.
    [0039] Wirdeine Anordnung mit drei oder mehr Dioden geschaffen, die zwischender Hilfselektrode 11 und der Emitterelektrode 8 inSerie geschaltet sind, so könnennach Bedarf verschiedene Kombinationen eingefügt werden, von denen jede denLeiterabschnitt 15, das zweite p-leitende Polysilizium 16 und daszweite n-leitende Polysilizium 17 enthält. Genügt jedoch eine einzige Diode,so kann eine Anordnung ohne den Leiterabschnitt 15, daszweite p-leitende Polysilizium 16 und das zweite n-leitendePolysilizium 17 vorgesehen werden. Die 6 zeigt in einer Darstellung entsprechend 1 einen IGBT mit einer einzigenDiode, und 7 einen IGBTmit drei Dioden.
    [0040] Daseingebaute Potential des Diodenelements (Serienverbindung der erstenund der zweite Diode 21, 22 in 1) ist höher als das eingebaute Potentialdes pn-Übergangsdes Siliziums, aber niedriger als der Absolutwert einer an die Steuerelektrode 7 angelegtenSpannung. Der Grund hierfürist folgender: Eine kleine elektrische Potentialänderung(Höhe des Anstiegs)in einem einem Teil der Steuerelektrode gegenüberliegenden Bereich in derNeben-Topfregion 4b, wobei dieser Bereich im folgendenals "spezifizierterBereich" bezeichnetwird, bewirkt, daß die Ladegeschwindigkeitder GE-Kapazitätniedrig wird und somit dI/dt klein wird. Zum Reduzieren des elektromagnetischenRauschens eignet sich deshalb ein niedrigerer Anstieg des elektrischenPotentials im spezifizierten Bereich während des Einschaltens besser.
    [0041] Außerdem wird,wenn die Höhedes im spezifizierten Bereich ansteigenden elektrischen Potentialskleiner ist als die Höhedes beim elektrischen Vollaufen der Topfregion ansteigenden elektrischen Potentials,ein Verbesserungseffekt hinsichtlich der Reduktion des elektromagnetischenRauschens erhalten. Die Höhedes Anstiegs des elektrischen Potentials im Bereich der vollgelaufenenTopfregion liegt in der Größenordnungder Spannung der Steuerelektrode. Die eingebaute Spannung (in Vorwärtsrichtung)des Diodenelements sollte also so justiert sein, daß sie niedrigerist als die an die Steuerelektrode angelegte Spannung.
    [0042] DieNeben-Topfregion 4b ist außerdem in einer solchen Positiongebildet, daß ihreSpannung in Abhängigkeitvon der Kollektor-Emitter-Spannung variiert, nämlich in einer Position, inder die Spannung der Neben-Topfregion 4b hoch wird, wenndie Kollektor-Emitter-Spannung hoch ist, also wenn sich der IGBTim abgeschalteten Zustand befindet, und niedrig wird, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung niedrigist, also wenn der IGBT im eingeschalteten Zustand ist. Weiterhinist das Diodenelement zweckmäßigerweisemit einem eingebauten Potential (in der Vorwärtsrichtung) versehen, dasso niedrig ist, daß einAnhäufungseffektvon Ladungsträgernnicht gehemmt wird, wenn der IGBT sich im eingeschalteten Zustandbefindet.
    [0043] Durch Ändern derAnzahl der in Serie geschalteten Dioden oder des eingebauten Potentials jederDiode kann hier das eingebaute Potential des Diodenelements dimensioniertwerden. Das eingebaute Potential jedes Diodenelements kann außerdem durchpassende Wahl des Substratmaterials der Dioden unterschiedlich vorgegebenwerden.
    [0044] DerFS-IGBT gemäß 6 hat einen Aufbau, beidem in Kontakt mit der Emitterelektrode 8 ein p-leitendesPolysilizium 18 und in Kontakt mit der Hilfselektrode 11 einn-leitendes Polysilizium 19 steht und zwischen diesen Bereichen 18 und 19 ein pn-Überganggebildet ist. Diese Bereiche 18 und 19 bildeneine Diode 23, die einen Teil eines Schaltelements darstellt.
    [0045] ImFall des Bauteilaufbaus von 6,mit nur der einzigen Diode 23, wird durch Änderungder Durchbruchspannung der Diode 23 ein Potential, mit demdie Neben-Topfregion 4b von der Emitterelektrode 8 isolierendgetrennt ist, oder ein Potential, mit dem diese Region 4b elektrischmit der Emitterelektrode 8 verbunden ist, eingestellt.Der Wert der Durchbruchspannung der Diode 23 ist niedrigerals der Absolutwert einer an die Steuerelektrode 7 angelegten Spannung.Darüberhinaus ist zum Minimieren der Änderungshöhe des elektrischenPotentials in der Neben-Topfregion 4b durch den in derDiode 23 fließendenStrom diese Diode 23 erwünschterweise mit einer Zenerdiodegebildet.
    [0046] 8 zeigt in einem vertikalenQuerschnitt ein anderes Ausführungsbei spieldes FS-IGBTs. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen wiederum gleicheTeile wie in 1. DerFS-IGBT von 8 hat eineAnordnung, bei der die Hilfselektrode 11, das erste p-leitendePolysilizium 13, das erste n-leitende Polysilizium 14,der Leitungsabschnitt 15, das zweite p-leitende Polysilizium 16 unddas zweite n-leitende Polysilizium 17 indieser Reihenfolge auf der Oberfläche der Hilfs-Topfregion 4b auflaminiertsind, wobei die Emitterelektrode 8 das zweite n-leitendePolysilizium 17 überdeckt.
    [0047] Dieerste Diode 21 und die zweite Diode 22 sind somitin der Dickenrichtung in Reihe geschaltet. Die Hilfselektrode 11,das erste p-leitende Polysilizium 13, das erste n-leitendePolysilizium 14, der Leiterabschnitt 15 und daszweite p-leitendePolysilizium 16 sind von der Emitterelektrode 8 durchzwei Oxidfilme 20 isoliert. Die anderen Anordnungen gleichendenen von 1 und brauchennicht erneut erläutertzu werden.
    [0048] Einbekannter FS-IGBT mit vergleichbarem Grundaufbau ist in einer Darstellungentsprechend den 1 und 6 bis 8 in 15 gezeigt.Anstelle der in 1 bis 5 gezeigten Neben-Topfregion 4b weist derIGBT nach 15 eine p-leitende schwebende Region 4c auf,deren Oberflächemit einem Oxidfilm 10 bedeckt ist. Insofern ist darüber hinausder bekannte IGBT nicht mit einer Hilfselektrode 11 und nichtmit Dioden 21 und 22 bestückt.
    [0049] Nachfolgendwerden Vergleichsergebnisse der Charakteristiken einerseits desIGBTs nach 1 bis 5 und andererseits des bekanntenFS-IGBT nach 15 aufgezeigt.Beim IGBT nach 1 bis 5 wird als erstes Beispieleiner mit drei Dioden, die zur Bildung des Schaltelements in Seriegeschaltet sind, und als zweites Beispiel einer mit zwei Dioden,die entsprechend geschaltet sind, herangezogen. Der IGBT nach 15 dient als Beispiel des Standsder Technik. Seine Dimensionen, Charakteristiken, Formen, Herstellungsverfahrenund dergleichen, wie sie nachfolgend beschrieben werden, sind beimersten Beispiel, beim zweiten Beispiel und beim Vergleichsbeispieldes Stands der Technik übereinstimmend.
    [0050] DieDurchbruchspannungsklasse ist die für 600 V Das Halbleitersubstrat 1 hateinen spezifischen Widerstand von 30 Ωcm und eine Substratdicke von 65 μm. JederGraben ist 5 μmtief und 1 μmbreit und der Zellenschritt beträgt16 μm. DerGraben ist in einem horizontalen Muster streifenförmig gebildet.Die Breite eines Abschnitts, an dem die Emitterelektrode 8 inKontakt mit der Quellenregion 5 und der Haupt-Topfregion 4a ist,also die Breite eines Kontaktabschnitts, beträgt 3 μm.
    [0051] DiePufferschicht 2 und die Kollektorschicht 3 werdengebildet durch Durchführeneiner Ionenimplantation und einer Wärmebehandlung am Halbleitersubstrat 1.Beim ersten Beispiel und beim zweiten Beispiel werden die Dioden 21 und 22 dadurchgebildet, daß mandie Polysiliziμmschichtmit einer Dicke von 1 μmauf der Oxidschicht 12 ablagert und separat Arsenionenals n-leitende Verunreinigungen und Borionen als p-leitende Verunreinigungenin die Polysiliziumschicht implantiert.
    [0052] 9 zeigt im Vergleich dieCharakteristiken des Kollektorstroms zur Kollektor-Emitter-Spannung (NAusgangscharakteristik) fürdie IGBTs des ersten Beispiels, des zweiten Beispiels und des Beispiels nachdem Stand der Technik. Aus 9 istersichtlich, daß ineinem Bereich, in dem die Stromdichte niedrig ist, die Charakteristikender beiden Beispiele und des Beispiels nach dem Stand der Technikgleich sind, daß siejedoch voneinander abweichen, wenn die Stromdichte hoch wird. Eszeigt sich weiterhin, daß dieStromdichte, die die Verschiebung der Charakteristiken bewirkt,mit einem Anwachsen der Zahl der serienverbunden Dioden höher wird.Angesichts der Tatsache, daß eineniedrigere Sättigungsspannungim Einschaltzustand erwünschtist und daß die Stromdichtebei einem IGBT der Klasse 600V gegenwärtig in der Größenordnungvon 200 A/cm2 liegt, ist es bei der Herstellungder Dioden mit Polysilizium zu bevorzugen, daß zwei oder drei Dioden inSerie angeordnet werden.
    [0053] 10 zeigt im Vergleich dieCharakteristiken der Durchbruchspannung für das erste Beispiel, das zweiteBeispiel und das Beispiel nach dem Stand der Technik. Aus 10 ist ersichtlich, daß die IGBTs nachdem ersten und nach dem zweiten Beispiel dem Beispiel nach dem Standder Technik überlegensind, da dieses eine schlechtere Durchbruchspannung aufweist. Diesrührt vonder schwebenden Topfregion 4c beim bekannten Beispiel her.Die Region 4c bewirkt eine Erhöhung der elektrischen Feldstärke am Grabengrund,währendandererseits das Fehlen dieser schwebenden Region beim ersten undbeim zweiten Beispiel keinen Anstieg der elektrischen Feldstärke am Grabengrundbewirkt.
    [0054] 11 zeigt als Diagramm charakteristische Spannungs-und Stromverläufefür daserste Beispiel beim Abschalten, mämlich die Spannung VGE zwischen Steuerelektrode und Emitter,die Spannung VCE zwischen Kollektor undEmitter und den Kollektorstrom IC. 16 zeigt vergleichbare Diagramme derSteuerelektroden-Emitter-SpannungVGE, der Kollektor-Emitter-Spannung VCE und des Kollektorstrom IC desIGBTs nach dem Stand der Technik beim Abschalten. Aus dem Vergleichder Signalverläufein den 11 und 16 ergibt sich, daß die Abschaltgeschwindigkeitdes IGBTs des ersten Beispiels höher istals die des bekannten Beispiels. Dies kommt daher, daß die Ladungsträger beimAbschalten beim bekannten Beispiel nur durch den Kontaktabschnitt ausgekehrtwerden, währendim Gegensatz hierzu beim ersten Beispiel die Ladungsträger zusätzlich dazu,daß siedurch den Kontaktabschnitt ausgekehrt werden, außerdem über die Dioden 21 und 22 aus derNeben-Topfregion 4b ausgekehrtwerden.
    [0055] 12 zeigt im Vergleich alsDiagramme die Charakteristiken des Abschaltverlusts Eoff inAbhängigkeitvon der SättigungsspannungVCE(sat) als Kompromißcharakeristiken für den IGBTnach dem ersten Beispiel und den IGBT nach dem Stand der Technik. Aus 12 ist ersichtlich, daß der IGBTnach dem ersten Beispiel niedrige Sättigungsspannungen der gleichenGrößenordnungwie beim bekannten Beispiel aufweist, jedoch stärker reduzierte AbschaltverlusteEoff hat als der bekannte IGBT.
    [0056] 13 zeigt im Vergleich dieCharakteristiken von Korrelationen zwischen einem erzeugten VerlustEon und dI/dt beim Einschalten für den IGBT nachdem ersten erfindungsgemäßen Beispielund fürden IGBT nach dem bekannten Beispiel. Der Vergleich zeigt für übereinstimmendeWerte von dI/dt, daß derEinschaltverlust Eon des IGBT nach dem erstenBeispiel niedriger ist als beim bekannten Beispiel. 14 zeigt im Vergleich die Charakteristikender Korrelationen zwischen dem erzeugten Verlust Eon unddV/dt der Diode im gegenüberliegendenArm beim Einschalten fürden IGBT nach dem ersten Beispiel und den IGBT nach den bekanntenBeispiel. Aus 14 ergibtsich für übereinstimmendeWerte von dV/dt, daß derEinschaltverlust Eon des IGBT nach dem erstenBeispiel niedriger ist als nach dem bekannten Beispiel.
    [0057] Nachdem oben Beschriebenen wird in einem frühen Zustand des Einschaltvorgangsdes IGBT die Kapazitäteines Teils der Steuerelektrode, der der Neben-Topfregion 4b gegenüberliegt,von der GC-Kapazitätzur GE-Kapazitätkonvertiert, wodurch die GE-Kapazität erhöht wird. Dies erniedrigt dieLadegeschwindigkeit fürdie GE-Kapazität,wodurch dI/dt und dV/dt niedrig werden. Das elektromagnetische Rauschenbeim Schalten kann dadurch reduziert werden.
    [0058] Außerdem ergibtsich, daß,wenn die IGBTs sich im eingeschalteten Zustand befinden, die Dioden 21, 22 und 23 ineinen sperrenden Zustand kommen, wodurch die Neben-Topfregion 4b vonder Emitterelektrode 8 getrennt ist. Dies verkleinert die Kontaktfläche derHalbleiter-Oberflächemit der Emitterelektrode 8 und erniedrigt so die Sättigungsspannungdurch den Ladungsanhäufungseffekt.Sind die IGBTs jedoch im abgeschalteten Zustand, so werden die Dioden 21, 22 und 23 leitendund bringen die Neben-Topfregion 4b in den Zustand, mitder Emitterelektrode 8 verbunden zu sein. Dies vergrößert die Kontaktfläche zwischender Halbleiteroberflächeund der Emitterelektrode 8 und bewirkt, daß die Ladungsträger mithoher Geschwindigkeit ausgekehrt werden, wodurch der Abschaltverlustgering wird. Es kann also eine überlegeneKompromißcharakteristik erzieltwerden, mit zusätzlicherVerbesserung der Durchbruchsspannungscharakteristiken.
    [0059] DieErfindung kann gegenüberden beschriebenen Beispielen in vielfältig abgewandelter Weise verwirklichtwerden. Beispielsweise war bei den beschriebenen Beispielen dererste Leitfähigkeitstyp dern-Typ und der zweite Leitfähigkeitstypder p-Typ, die Erfindung ist jedoch in gleicher Weise anwendbar, wenndie Leit fähigkeitstypenumgekehrt sind. Außerdemsind die oben dargelegten Dimensionen, Konzentrationen usw nur Beispielsangabenund die Erfindung ist nicht hierauf beschränkt. Schließlich können als das Halbleitermaterial,das die Dioden 21 und 22 bildet, auch andere Materialenals Silizium verwendet werden, beispielsweise können Siliziumkarbid oder dünner Diamantfilmverwendet werden.
    [0060] WeiterhinkönnenAbschnitte des Halbleiters wie das die Dioden 21 und 22 bildendePolysilizium direkt auf der Oberfläche des Halbleitersustrats 1 aufgebrachtwerden, ohne den Oxidfilm 12 vorzusehen. Schließlich kanndie Erfindung nicht nur auf FS-IGBTs angewandt werden, sondern auchauf IGBTs vom Typ "punch-through" (Sperrschichtberührung) undvom Typ "non-punch-through".
    [0061] Durchdie Erfindung läßt sichder im Folgenden beschriebene Effekt erzielen. Wenn sich der erfindungsgemäße IGBTim eingeschalteten Zustand befindet, wird die Sättigungsspannung durch einen Anhäufungseffektder Ladungsträgererniedrigt. Beim Ausschalten des IGBT werden die angehäuften Ladungsträger mithoher Geschwindigkeit ausgekehrt, um den Abschaltverlust zu erniedrigen.Außerdem werdendie Größen dI/dtund dV/dt währenddes Einschaltens des IGBT niedrig, wodurch das elektromagnetischeRauschen reduziert wird. Es kann also ein IGBT mit einer Graben-Steuerelektroden-Struktur geschaffenwerden, bei der das beim Schalten erzeugte elektromagnetische Rauschenverringert wird und die Kompromißcharakteristiken verbessertsind.
    权利要求:
    Claims (11)
    [1] Bipolartransistor mit isolierter Steuerelektrode, umfassend: einHalbleitersubstrat (1) eines ersten Leitfähigkeitstyps,mit einer ersten Hauptflächenseiteund einer zweiten Hauptflächenseite; Gräben, dieauf der ersten Hauptflächenseitedes Halbleitersubstrats (1) gezogen sind; eine Steuerelektrode(7), die unter Zwischenlage eines Isolierfilms (6)in jedem der Gräbenangeordnet ist; eine Haupt-Topfregion (4a) eines zweitenLeitfähigkeitstyps,die auf der ersten Hauptflächenseitedes Halbleitersubstrats (1) angeordnet ist und sich dort miteiner Tiefe befindet, die geringer ist als die Tiefe der Gräben; eineQuellenregion (5) des ersten Leitfähigkeitstyps, die selektivan einem Oberflächenbereichder ersten Haupt-Topfregion (4a) ausgebildet ist; eineEmitterelektrode (8), die elektrisch sowohl mit der Quellenregion(5) als auch mit der Haupt-Topfregion (4a) verbundenist; eine Kollektorschicht (3) des zweiten Leitfähigkeitstyps,die an der zweiten Hauptflächenseitedes Halbleitersubstrats (1) gebildet ist; und eineKollektorelektrode (9), die elektrisch mit der Kollektorschicht(3) verbunden ist; gekennzeichnet durch eineNeben-Topfregion (4b) eines zweiten Leitfähigkeitstyps,die in einem anderen Bereich als dem der Haupt-Topfregion (4a)ausgebildet ist, zwischen den Gräbenauf der ersten Hauptflächenseiteliegt und eine Tiefe hat, die geringer ist als die Tiefe der Gräben; und einSchaltelement (21, 22; 23), das an derersten Hauptflächenseitedes Halbleitersubstrats (1) zwischen der Neben-Topfregion(4b) und der Emitterelektrode (8) liegt und dieNeben-Topfregion (4b) von der Emitter elektrode (8)trennt, wenn eine vorwärtsgerichteteKollektor-Emitter-Spannungniedrig ist, und die Neben-Topfregion (4b) mit der Emitterelektrode(8) verbindet, wenn die vorwärtsgerichtete Kollektor-Emitter-Spannung hoch ist.
    [2] Transistor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,daß dieHaupt-Topfregion(4a) und die Neben-Topfregion (4b) voneinander,mit dazwischenliegendem Graben, getrennt sind.
    [3] Transistor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,daß dasSchaltelement aus mindestens einer Diode (21, 22, 23)besteht, deren mit der Neben-Topfregion (4b) verbundeneSeite (13, 16, 19) den zweiten Leitfähigkeitstypaufweist und deren mit der Emitterelektrode (8) verbundeneSeite (14, 17, 18) den ersten Leitfähigkeitstypaufweist.
    [4] Transistor nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,daß dieDiode (21, 22, 23) aus Polysilizium desersten Leitfähigkeitstyps(14, 17, 19) und Polysilizium des zweitenLeitfähigkeitstyps(13, 16, 18) besteht, die auf dem Halbleitersubstrat(1) entweder direkt, oder indirekt unter Zwischenlage einesIsolatorfilms (12) zwischen der Diode (21, 22, 23)und dem Halbleitersubstrat (1) sitzen.
    [5] Transistor nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet,daß dieDiode (21, 22, 23) ein eingebautes Potentialhat, das höherist als das eingebaute Potential des p-n-Übergangs von Silizium.
    [6] Transistor nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet,daß dieDiode (21, 22, 23) ein eingebautes Potentialhat, das niedriger ist als der Absolutwert einer an die Steuerelektrode(7) angelegten Spannung.
    [7] Transistor nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet,daß dieDiode (21, 22, 23) aus einer dünnen Siliziumkarbidschichtund einer dünnenDiamantschicht des ersten Leitfähigkeitstyps,und aus einer dünnenSiliziumkarbidschicht und einer dünnen Diamantschicht des zweitenLeitfähigkeitstypsbesteht, die auf dem Halbleitersubstrat (1) entweder direkt,oder indirekt unter Zwischenlage eines Isolatorfilms (12)zwischen der Diode (21, 22, 23) und dem Halbleitersubstrat(1) sitzen.
    [8] Transistor nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet,daß dasSchaltelement aus wenigstens einer Diode (21, 22, 23)besteht, deren mit der Neben-Topfregion (4b) verbundeneSeite (13, 16, 19) den ersten Leitfähigkeitstypaufweist und deren mit der Emitterelektrode (8) verbundeneSeite (14, 17, 18) den zweiten Leitfähigkeitstypaufweist.
    [9] Transistor nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet,daß dieDiode (21, 22, 23) eine Zenerdiode ist.
    [10] Transistor nach einem der Ansprüche 3 bis 9, dadurch gekennzeichnet,daß dieDurchbruchspannung der Diode (21, 22, 23)niedriger ist als der Absolutwert einer an die Steuerelektrode angelegten Spannung.
    [11] Transistor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet,daß dieZenerdiode (21, 22, 23) aus Polysiliziumdes ersten Leitfähigkeitstypsund aus Polysilizium des zweiten Leitfähigkeitstyps besteht, wobei dieseMaterialien auf dem Halbleitersubstrat (1) entweder direkt,oder indirekt unter Zwischenlage eines Isolatorfilms (12)zwischen der Diode (21, 22, 23) und demHalbleitersubstrat (1), sitzen.
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    同族专利:
    公开号 | 公开日
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    引用文献:
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