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    • 专利摘要:
    Ein Verfahren zur Steuerung eines Verstärkers, wobei das Verfahren umfasst: einen Abtastschritt unter Verwendung eines Abtasters, um sowohl digitale Abtastwerte eines Ausgangssignals des Verstärkers als auch eines Bezugssignals zu erhalten, einen Ableitungsschritt, wobei aus den Abtastwerten Werte einer ersten Kenngröße und zugeordnete Werte einer zweiten Kenngröße erhalten werden, einen Mitteilungsschritt zur Mitteilung der ersten Kenngrößenwerte über Bereiche der zweiten Kenngröße, derart, dass für jeden Bereich ein Mitteilungswert der ersten Kenngröße erhalten wird, indem die ersten Kenngrößenwerte gemittelt werden, deren zugeordnete zweite Kenngrößenwerte in dem Bereich liegen, einen Erzeugungsschritt zur Erzeugung eines Steuerungssignals für den Verstärker aus den Mittelungswerten, einen Unterdrückungsschritt, wobei die Abtastwerte des Bezugssignals verwendet werden, um die Wirkung auf das Steuerungssignal der Fehler beim Betrieb des Abtasters zu hemmen, und einen Steuerungsschritt, wobei das Steuerungssignal auf den Verstärker angewendet wird, um den Betrieb des Verstärkers zu regeln. Die Erfindung bezieht sich auch auf ein Gerät, das an der Ausführung des Verfahrens beteiligt ist.
    公开号:DE102004010697A1
    申请号:DE102004010697
    申请日:2004-03-04
    公开日:2004-09-23
    发明作者:John Bishop；Peter Blakeborough Kenington；Jonathan Paul Rogers；Antony James Smithson
    申请人:ANDREW AG BACHENBULACH；Commscope Technologies LLC；
    IPC主号:H03F1-32
    专利说明:
    [0001] Die Erfindung bezieht sich auf Verfahrenzum und Gerätezur Steuerung des Betriebs von Verstärkervorrichtungen.
    [0002] Ein Radiosender beinhaltet üblicherweiseeinen Hochfrequenzleistungsverstärker(RFPA) zur Erhöhungder Leistung eines zu sendenden Hochfrequenz-(RF)-Signals. Der RFPAwird in einem größeren oderkleineren Maß einenVerzerrungseffekt auf die RF-Signale ausüben, die er verstärkt. DieserVerzerrungseffekt muss gewöhnlichgesteuert werden, um sicher zu stellen, dass der Sender alle dieRF-Interferenz betreffenden vorherrschenden Standards einhält. DieserVerzerrungseffekt äußert sichnormalerweise hauptsächlichin der Form von einer oder zwei Charaktereigenschaften, nämlich AM-AM-Verzerrungund AM-PM-Verzerrung.
    [0003] AM-AM-Verzerrung tritt auf, wo dieVerstärkungdes RFPA in Funktion der Amplitude des Eingangssignals variiert.Gewöhnlichwird die Verstärkungabnehmen, währenddie Amplitude des Eingangssignals zunimmt. Dies wird eine verdichtbare Verstärkungscharaktereigenschaftgenannt.
    [0004] AM-PM-Verzerrung bezieht sich aufden Fall, bei dem die Phase des Ausgangssignals des RFPA in Funktionder Amplitude des Eingangssignals variiert. Das heißt, Amplitudenmodulation(AM) bei dem Eingangssignal verursacht Phasenmodulation (PM) beimAusgangssignal.
    [0005] Es ist Gang und Gäbe ein Steuerungsschema zuverwenden, das die von dem RFPA erzeugte Verzerrung steuert. Zweiwesentliche Techniken zur Steuerung eines RFPA sind die Vorverzerrungstechnikund die Vorwärtsregelungstechnik.
    [0006] Bei der Vorverzerrungstechnik wirddas Eingangssignal, an den RFPA, gesteuerter Verzerrung ausgesetzt,die berechnet wurde, um von dem Verzerrungseffekt des RFPA derartaufgehoben zu werden, dass das Ausgangssignal des RFPA im Wesentlichenunverzerrt ist.
    [0007] Bei der Vorwärtsregelungstechnik ist esgewöhnlichfür ein "Vorwärtsregelungs"-Signal, dass vondem Eingangssignal an den RFPA abgeleitet wurde, in das Ausgangssignalvon dem RFPA einzukoppeln, um die in dem Ausgangssignal auftretende Verzerrungzu korrigieren.
    [0008] Unterschiedliche Steuerungsschemenwurden sowohl fürdie Vorverzerrer als auch fürdie Vorwärtsregelungssystemein dem Bestreben vorgeschlagen, die Genauigkeit der Verzerrungsbehebung zuverbessern. Dennoch wird ein Anstieg in der Wirksamkeit eines Verzerrungssteuerungsschemasgewöhnlichauf Kosten eines Preisanstiegs gehen.
    [0009] Es ist eine Aufgabe der vorliegendenErfindung, ein effektives Verzerrungsverringerungsschema für eine Verstärkungsvorrichtungvorzusehen, wie einen RFPA, das in einer kostengünstigen Weise eingeführt werdenkann.
    [0010] Gemäß einem Gesichtspunkt stelltdie Erfindung ein Verfahren zur Steuerung eines Verstärkers bereit,wobei das Verfahren umfasst: einen Abtastschritt unter Verwendungeines Abtasters, um sowohl digitale Abtastwerte eines Ausgangssignalsdes Verstärkersals auch eines Bezugsignals zu erhalten, einen Ableitungsschritt,wobei aus den Abtastwerten Werte erster und zweiter Kenngrößen erhaltenwerden, einen Mittelungsschritt zur Mittelung der ersten Kenngrößenwerte über Bereicheder zweiten Kenngröße, derart,dass fürjeden Bereich ein Mittelungswert der ersten Kenngröße erhaltenwird, indem die ersten Kenngrößenwertegemittelt werden, deren zugeordnete zweite Kenngrößenwertein dem Bereich liegen, einen Erzeugungsschritt zur Erzeugung eines Steuerungssignalsfür denVerstärkeraus den Mittelungswerten, einen Unterdrückungsschritt, wobei die Abtastwertedes Bezugssignals verwendet werden, um die Wirkung auf das Steuerungssignalder Fehler beim Betrieb des Abtasters zu hemmen und einen Steuerungsschritt,wobei das Steuerungssignal auf den Verstärker angewendet wird, um denBetrieb des Verstärkerszu regeln.
    [0011] Die Erfindung besteht auch in einerSteuerung füreinen Verstärker,Eine Steuerung füreinen Verstärker,wobei die Steuerung umfasst: einen Abtaster, um sowohl digitaleAbtastwerte eines Ausgangssignals des Verstärkers als auch eines Bezugsignalszu erhalten und eine Verarbeitungseinrichtung, um Werte erster undzweiter Kenngrößen aus denAbtastwerten zu erhalten, wobei die ersten Kenngrößenwerte über Bereicheder zweiten Kenngröße derartgemittelt werden, dass fürjeden Bereich ein Mittelungswert der ersten Kenngröße erhalten wird,indem die ersten Kenngrößenwertegemittelt werden, deren zugeordnete zweite Kenngrößenwertein dem Bereich liegen, wobei ein Steuerungssignal für den Verstärker ausden Mittelungswerten erzeuget wird und wobei die Abtastwerte desBezugssignals verwendet werden, um die Wirkung auf die Steuerungssignalevon Fehlern beim Betrieb des Abtasters zu hemmen.
    [0012] Die Endung besteht auch in einemSystem umfassend: einen Verstärker,einen Abtaster, um sowohl digitale Abtastwerte eines Ausgangssignalsdes Verstärkersals auch eines Bezugsignals zu erhalten und eine Verarbeitungseinrichtung,um aus den Abtastwerten Werte erster und zweiter Kenngrößen zu erhalten,wobei die ersten Kenngrößenwerte über Bereicheder zweiten Kenngröße derartgemittelt werden, dass fürjeden Bereich ein Mittelungswert der ersten Kenngröße erhaltenwird, indem die ersten Kenngrößenwertegemittelt werden, deren zugeordnete zweite Kenngrößenwertein dem Bereich liegen, wobei ein Steuerungssignal für den Verstärker aus denMittelungswerten erzeuget wird und wobei die Abtastwerte des Bezugssignalsverwendet werden, um die Wirkung auf die Steuerungssignale von Fehlernbeim Betrieb des Abtasters zu hemmen.
    [0013] Das Steuerungssignal wird digital,durch Durchführungvon Verarbeitungsoperationen mit einem Datenstrom von Werten erzeugt,wobei jeder davon unter Verwendung eines digitalen Wortes dargestelltwird, das eine bestimmte Anzahl von Bits besitzt. Die Auflösung derWörterkann durch Erhöhen derAnzahl der in den Wörternverwendeten Bits verbessert werden, obwohl dies nicht unbedingtnützlich ist,da es eine Grenze gibt, jenseits der eine weitere Erhöhung derAuflösungdazu dient, Rauschen darzustellen statt bedeutungsvoller Informationfür das Steuerungssignal.Die Erfindung kann den Teil dieses Rauschens verringern, das zufälligen undsystematischen Fehlern am Ausgang des Abtasters zugeordnet werdenkann, wobei dadurch eine Erhöhung derAnzahl der Bits, die die maximal nützliche Auflösung derbei der Erzeugung des Steuerungssignals verwendeten Wörter, ermöglicht.Die Erfindung behandelt systematische Fehler in der Ausgabe desAbtasters, durch den Unterdrückungsprozessder die Bezugssignale- und Adressenzufallsfehler in dem Ausgangdes Abtasters durch den Mittelungsprozess einschließt.
    [0014] Durch Aufzeigen der Möglichkeitdie Anzahl der Bits zu erhöhen,die die maximale nützlicheAuflösungder bei der Erzeugung des Steuerungssignals verwendeten Worte definieren,kann die Erfindung eine Möglichkeitbereitstellen, die digitale Auflösung derAusgabe des Abtasters zu verringern (und dadurch die Kosten desAbtasters verringern), wenn eine maximal nützliche Auflösung, derzur Erzeugung des Steuerungssignals verwendeten Worte, gewünscht ist.Es versteht sich, dass die Erfindung mehr als ein Steuerungssignalzur Beeinflussung des Betriebs des Verstärkers erzeugen kann.
    [0015] In einer Ausführungsform hat das Bezugssignaleine bekannte Charaktereigenschaft und der Abtaster ist auf derGrundlage der bekannten Charaktereigenschaft eingemessen. In einer alternativen Anordnungist das Bezugssignal ein Eingangssignal, das der Verstärker eingerichtetist zu verstärken,um das Ausgangssignal zu erhalten. In dem letzteren Fall kann dieArt in der das Bezugssignal verwendet wird, den Effekt auf das Steuerungssignalder Fehler beim Betrieb des Abtasters zu hemmen, einen Vergleicheiner Eingangssignalstichprobe mit einer entsprechenden Eingangssignalstichprobeumfassen, um abzuschätzen,ob das Steuerungssignal fürdie Eingangssignalstichprobe richtig ist.
    [0016] Die Mittelung kann an unterschiedlichen Punktenin dem Prozess zur Erzeugung des Steuerungssignals stattfinden.In manchen Ausführungsformensind die Mittelungswerte Werte des Steuerungssignals. In bestimmtenAusführungsformen sinddie Mittelungswerte Korrekturfaktoren zur Anwendung auf Werte desSteuerungssignals. In weiteren Ausführungsformen sind die MittelungswerteMittelungswerte von Quadratur-Format-Komponenten eines der abgetastetenSignale. Die Mittelung von Werten kann grob vereinfachend sein odersie könnte einkomplizierterer statistischer Prozess sein, wie das Herausfindendes Medians.
    [0017] Unter bestimmten Umständen kannes wünschenswertsein, zumindest einen der Bezugs- und derAusgangssignale vorzuverarbeiten, bevor der eigentliche Abtastprozesserfolgt. Solche Vorverarbeitungsoperationen können eine Abwärtswandlungder Frequenz beinhalten.
    [0018] Das Verstärkersteuerungsschema der Erfindungkann in Radiotelefonen/Mobilfunk und Basisstationen von Mobilfunknetzwerkenverwendet werden, die beispielsweise gemäß dem Mobilfunkstandard (UMTS)aufgebaut sind.
    [0019] Nur als Beispiel werden jetzt mehrereAusführungsformender Erfindung durch Bezugnahme auf die beiliegendenden Zeichnungenbeschrieben, in denen:
    [0020] 1 einBlockdiagramm eines RF-Signalverarbeitungsschemas innerhalb einerBasisstation eines Mobilfunknetzwerks ist;
    [0021] 2 einBlockdiagramm ist, das digitale Signalverarbeitungsoperationen innerhalbder digitalen Verarbeitungseinrichtung der Basisstation aus 1 veranschaulicht;
    [0022] 3 einBlockdiagramm eines RF-Signalverarbeitungsschemas innerhalb einerBasisstation eines Mobilfunknetzwerks ist;
    [0023] 4 einBlockdiagramm eines RF-Signalverarbeitungsschemas innerhalb einerBasisstation eines Mobilfunknetzwerks ist;
    [0024] 5 einBlockdiagramm eines RF-Signalverarbeitungsschemas innerhalb einerBasisstation eines Mobilfunknetzwerks ist;
    [0025] 6 einBlockdiagramm eines RF-Signalverarbeitungsschemas innerhalb einerBasisstation eines Mobilfunknetzwerks ist;
    [0026] 7 einBlockdiagramm eines RF-Signalverarbeitungsschemas innerhalb einerBasisstation eines Mobilfunknetzwerks ist;
    [0027] 8 einBlockdiagramm eines RF-Signalverarbeitungsschemas innerhalb einerBasisstation eines Mobilfunknetzwerks ist;
    [0028] 9 einDiagramm ist, das Signalspuren veranschaulicht, die von zwei verschiedenenPunkten in einem Signalverarbeitungsschema innerhalb einer Basisstationeines Mobilfunknetzwerks erhalten wurden; und
    [0029] 10 einBlockdiagramm eines RF-Signalverarbeitungsschemas innerhalb einerBasisstation eines Mobilfunknetzwerks ist.
    [0030] 1 veranschaulichteine Basisstation 10 eines Mobilfunknetzwerks obwohl dieFigur genauso gut ein Mobiltelefon darstellen könnte. In 1 sind die gezeigten Teile der Basisstation 10 nurdie Teile, die eng mit der Steuerung des Verstärkungsprozesses der RF-Signale verbundensind, die von der Basisstation zu senden sind. Zum Beispiel zeigt 1 nicht einen Empfänger zumDemodulieren der RF-Signale, die zu der Basisstation gesendet wurden.
    [0031] Wie in 1 gezeigt,umfasst die Basisstation 10 einen Hauptübermittlungspfad (MTP) undein Vorverzerrungssteuerungsschema. Der MTP beinhaltet einen Sender 12,zwei Verteiler 14 und 16, eine Verzögerungsleitung 18,einen Quadratur-Verteiler 19, zwei Multiplizierer 20 und 22,einen Kombinator 24, einen RFPA 26 und eine Antenne 28.Das Vorverzerrungssteuerungsschema umfasst einen Verteiler 30,einen RF-Schalter 32, einen Hüllkurvendetektor 34,einen lokalen Oszillator (LO) 36, einen Multiplizierer 38,einen Tiefpaß-oder Bandpassfilter 40 und eine digitale Verarbeitungseinrichtung(DPF) 42. Zwei Digital-zu-Analog-Wandler (DACs) 44 und 46 ermöglichender DPF 42 Signale in den analogen Bereich hinein zu sendenund zwei Analog-zu-Digital-Wandler (ADCs) 48 und 50 ermöglichender DPF 42 Signale aus dem analogen Bereich zu empfangen.
    [0032] Der Sender 12 erzeugt einRF-Signal, das von der Basisstation 10 zu senden ist. DasRF-Signal wird mitInformation, wie kodierter digitalisierte Sprache, moduliert. Indem vorliegenden Beispiel verwendet der Sender 12 eineCodemultiplex-Vielfachzugriff-(CDMA-)Technik, um eine Gruppe vonWechselspektrum-Signalen zu erzeugen, wobei jede unterschiedlicheInformation befördert,die miteinander addiert werden, um die RF-Ausgabe des Senders 12 zuerzeugen.
    [0033] Das RF-Signal von dem Sender 12 wandert durchden Verteiler 14 und die Verzögerungsleitung 18 zudem Quadratur-Verteiler 19. Zusammen bilden der Quadratur-Verteiler 19,die Multiplizierer 22 und 24 und der Kombinator 24 einenVektormodulator, um Einstellungen an dem RF-Ausgangssignal von dem Sender 12 zumachen. Von dem Vektormodulator aus fährt die veränderte Version des RF-Ausgangssignalsdes Senders zu dem RFPA 26 fort, wo die Leistung des Signalsverstärktwird. Das verstärkteSignal, das von dem RFPA 26 erzeugt wurde, durchläuft dannden Verteiler 16 und wird von der Antenne 28 gesendet.
    [0034] Der RFPA 26 neigt dazu,AM-AM- und AM-PM-Verzerrung in seinem Ausgangssignal zu erzeugen.Der Zweck des Vektormodulators ist die Amplitude und Phase des Eingangssignalsan den RFPA 26 derart anzupassen, sodass jede AM-AM- und AM-PM-Verzerrungbeseitigt wird, die der RFPA 26 andernfalls in seinem Ausgangssignalerzeugen würde.Man sagt, der Vektormodulator "vorverzerrt" das Eingangssignalzum RFPA 26, um dem Verzerrungseffekt des RFPA 26 entgegenzu wirken.
    [0035] Um das Eingangssignal zum RFPA 26 vorzuverzerren,löst derVektormodulator zuerst das RFPA-Eingangssignal in eine gleichphasige(I) Komponente und eine quadratur-phasige (Q) Komponente auf. DieI- und Q-Komponenten werden jeweils von den Multiplizierern 20 und 22 verändert. DerMultiplizierer 20 verändertdie I-Komponente, indem er sie mit einem von dem DAC 44 derDPF 42 erhaltenen I-Kanal-Korrektursignal multipliziert.Der Multiplizierer 22 verändert die Q-Komponente, indemer sie mit einem von dem DAC 46 der DPF 42 erhaltenen Q-Kanal-Korrektursignalmultipliziert. Die verändertenVersionen der I- und Q-Komponentenwerden dann kombiniert, um eine vorverzerrte Version des RFPA-Eingangssignals zuerzeugen. Dieses vorverzerrte Signal wird dann dem RFPA 26 zugeführt, wo dieLeistung des Signals verstärktwird.
    [0036] Wenn die Basisstation richtig arbeitet,dann hebt die Vorverzerrung des Eingangssignals zum RFPA 26 dieVerzerrung auf, die ansonsten an dem Ausgang des RFPA 26 auftretenwürde.
    [0037] Wie vorher erwähnt, erzeugt die DPF 42 die I-und Q-Kanal-Korrektursignale, die zum Vorverzerren des RFPA-Eingangssignalsin dem Vektormodulator verwendet werden. Die DPF 42 führt zweiwichtige Prozesse durch, nämlicheinen Vorverzerrungserzeugungsprozess und einen Korrekturprozess.Der Vorverzerrungsprozess erzeugt die I- und Q-Kanal-Korrektursignaleund der Korrekturprozess ist verantwortlich den Vorverzerrungserzeugungsprozessderart aufrecht zu erhalten, dass der Umfang der restlichen in demRFPA-Ausgangssignalauftretenden Verzerrung so niedrig wie möglich gehalten wird. Die DPF 42 umfassteinen digitalen Signalprozessor (DSP) und ein feldprogrammierbares Gate-Array(FPGA), die die an dem Vorverzerrungserzeugungsprozess und dem Korrekturprozessbeteiligten Aufgaben untereinander teilen. Die Zuteilung dieserAufgaben an den DSP oder das FPGA kann von einer Ausführung zueiner anderen variieren. Weitere Möglichkeiten beinhalten dieVerwendung einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC)anstelle des FPGA.
    [0038] Die DPF 42 ist durch dieVerteiler 14 und 16, die die Signale, bereitstellendie den Vorverzerrungserzeugungsprozess und den Korrekturprozessansteuern, mit dem MTP verbunden. Der Verteiler 14 leiteteine Version des SendeAusgangssignals von dem MTP weg und führt siedem Verteiler 30 zu. Der Verteiler 16 leitet eineVersion des RFPA-Ausgangssignals von dem MTP weg ab und führt es zueiner Datenstation des RF-Schalters 32. Der Verteiler 30 führt eineVersion des Sender-Ausgangssignals sowohl dem Hüllkurven-Detektor (34)als auch einer Datenstation des RF-Schalters 32 zu. DerHüllkurven-Detektor 34 tastetdie Hüllkurveder Version des Sender-Ausgangssignals ab, das er erhält, undführt eindem ADC 50 zur Verwendung innerhalb der DPF 42 einHüllkurvensignalzu, das auf die abgetastete Hüllkurveund deren Variationen hinweist.
    [0039] Der RF-Schalter 32 erhält eineVersion des Sender-Ausgangssignals und des RFPA-Ausgangssignals vom Verteiler 14 bzw. 16.Der Schalter 32 wird von einem Signal von der DPF 42 gesteuert,um entweder die Version des Sender-Ausgangssignals oder die Versiondes RFPA-Ausgangssignals dem Mischer 38 zuzuführen. DerMischer 38, der LO 36 und der Bandpassfilter (BPF) 40 bildengemeinsam einen Abwärtswandlerzur Verringerung der Frequenz der Ausgabe des Schalters 32.Der LO 36 erzeugt ein Signal mit einer Frequenz die vonder DPF 42 gesteuert ist. Das LO-Signal wird mit der Ausgabe desSchalters 32 bei dem Mischer 38 gemischt. Der Effektdieses Mischprozesses ist es in der Ausgabe des Mischers 38 zweiVersionen des Ausgangssignals des Schalters 32 zu erzeugen,eine Version, deren Frequenz um einen der Frequenz des LO-Signals gleichenBetrag erhöhtist, und die andere Version, deren Frequenz durch einen der Frequenzdes LO-Signals gleichen Betrag vermindert ist. Der Zweck des BPF 40 istdie Version, deren Frequenz erhöhtworden ist zu beseitigen, wobei er nur die Version des Schalterausgangs übrig lässt, derenFrequenz herabgesetzt oder abwärtsgewandelt wurde. Die abwärtsgewandelteVersion des Schalterausgangs wird dann dem ADC 48 zur Verwendungin der DPF 42 zugeführt.
    [0040] Daher empfängt die DPF 42 dreiEingangssignale: ein Signal, das auf die Hüllkurve des Sender-Ausgangssignalsdurch den ACD 50 hinweist und Versionen des Ausgangssignalsdes Senders 12 und dem RFPA 26 durch den ADC 48.Das durch den ADC 50 empfangene Signal wird verwendet,um den Vorverzerrungserzeugungsprozess anzusteuern und die durchden ADC 48 empfangenen Signale werden verwendet, um denKorrekturprozess zur Aufrechterhaltung des Vorverzerrungserzeugungsprozesses anzusteuern.
    [0041] Ein Signal, das entlang des MTP durchführt, wirdeine Zeitverzögerungerfahren, die hauptsächlichdie Verteiler 14 und 16, die Verzögerungsleitung 18,der Vektormodulator und der RFPA 26 verursachen. Deswegenist es möglichden Schalter 32 zu steuern, den ADC 48 an denVerteiler 14 anzuschließen, um einen Punkt in derWellenform des entlang des MTP wandernden Signals abzutasten unddann den Zustand des Schalters 32 zu ändern, um den ADC 48 anden Verteiler 16 rechtzeitig anzuschließen, um denselben Punkt inder Wellenform abzutasten, wenn das Signal den RFPA 26 verlässt. Umdiesen Punkt darzustellen, beachte man 9, die zwei Signalwellenformen 82 und 84 zeigt.Die Wellenform 82 ist ein Eingangssignal, das dem RFPA 26 zugeführt wird,wie es an einem der Eingängedes Schalters 32 erkannt wird, der an den Verteiler 14 angeschlossenist. Die Wellenform 84 ist die Ausgabe die der RFPA alsAntwort auf die Wellenform 82 bereitstellt, wie sie aneinem der Eingängedes Schalters 32 erkannt wird, der an den Verteiler 16 angeschlossenist. Unter Bezugnahme auf 9,wird ersichtlich, dass die Ankunft der Wellenform 84 andem Schalter 32 relativ zu der Ankunft der Wellenform 82 andem Schalter 32 verzögertist. Diese Verzögerung istder vorhergenannten Laufzeitverzögerungentlang des MTP zuordenbar. Um fürden Schalter 32 beide Wellenformen 82 und 84 anseinen Ausgang zu leiten, muss der Prozess des Anschlusswechselsdes Schalters 32 von Verteiler 14 zu Verteiler 16 vorder Ankunft der Wellenform 84 bei dem Verteiler 16 durchgeführt werden.Der Zeitabstand, währenddem dieses Umschalten vorgenommen wird, ist in 9 gezeigt.
    [0042] In einer Ausführung der Basisstation 10 setzt eineNyquist-Abtastung der restlichen Verzerrung in den RFPA-Ausgangssignalendie minimale Abtastrate des ADC 48 auf etwa 150 MHz, dieLaufzeitverzögerungendurch die Verzögerungsleitung 18 undden RFPA 26 sind jeweils 500 und 15 ns und die mit der Änderungdes Schalters 32 aus einem Zustand in den anderen und diedaraus mit der folgenden Herabsetzung des Abwärtswandlers und des ADC 48 ver bundeneZeit, ist ungefähr50 ns. Das heißt,dass wenn der ADC 48 an den Verteiler 14 angeschlossen ist,dutzende von Abtastwerten des Senderausgangs von dem ADC 48 gesammeltwerden können,bevor der Prozess der Änderungdes Zustands von Schalter 32 angefangen werden muss, umdem ADC 48 zu ermöglichen,rechtzeitig an den Verteiler 16 angeschlossen zu werden,um einen Abtastwert des RFPA-Ausgangssignals einzufangen, der demselben Punkt in der Wellenform des Signals entspricht, das entlangdes MPT durchführt,als dem Ersten der Abtastwerte, die über den Verteiler 14 erworbenwerden.
    [0043] In anderen Worten kann der ADC 48 durch dieVermittlung des Schalters 32 eine Serie von Abtastwertendes Sender-Ausgangssignals und dann eine Serie von Abtastwertendes RFPA-Ausgangssignalserwerben, wobei jeder Abtastwert in einer der Serien einen entsprechendenAbtastwert in der anderen Serie hat, derart, dass die beiden Abtastwerte sichauf den selben Punkt in der Wellenform des Signals beziehen, dasentlang des MTP wandert. Ein Paar von Abtastwerten, eins von demRFPA-Ausgangssignal und eins von dem Sender-Ausgangssignal, diesich auf den selben Punkt in der Wellenform des Signals beziehen,das entlang des MTP wandert, wird als pseudo-simultanes Paar bezeichnet.In einem solchen Paar sind der Abtastwert SA vondem RFPA-Ausgang und der Abtastwert ST vondem Sender-Ausgangssignal derart verwandt, dass SA =G1 × G2 × ST, wobei G1 ein Koeffizientist, der den Effekt des Vorverzerrers darstellt und G2 dieVerstärkung desRFPA 26 ist. Sowohl G1 als auchG2 könnenkomplexe Zahlen sein, vorausgesetzt, dass eine jede ihre Phase verschiebenkann. In allgemeinen Worten, sind G1 undG2 nichtlineare Funktionen der Amplitude undPhase des Sender-Ausgangssignals.
    [0044] Die Genauigkeit der zeitlichen Reihenfolge derAbtastwerte innerhalb eines pseudosimultanen Paares kann durch Verzögerung einesder Abtastwerte relativ zu dem anderen innerhalb der DPF 42 durchVerzögerungverbessert werden oder durch Einstellung der zeitlichen Koordinierungdes Betriebs des Schalters 32 (was von der DPF 42 getanwird).
    [0045] Der Prozess des Erkennens der Hüllkurve desSender-Ausgangssignals bei 34, des Abtastens der Signalhüllkurvebei dem ADC 50 und des Abrufens von LUT-I und LUT-Q ausder Nachschlagetabelle, des Wandelns der aufgerufenen Werte in analogeWerte fürdie I- und Q-Kanal-Korrektursignale beiden DACs 44 und 46 und des Anwendens der analogenWerte auf die Multiplizierer 20 und 22 innerhalbdes Vektormodulators, benötigteindeutig eine begrenzte Zeitdauer. Es ist eine der Funktionen der Verzögerungsleitung 18,die in Anspruch genommene Zeit der Signale zu kompensieren, diesich von dem Verteiler 14 durch den Detektor 34 unddie DPF 42 fortzupflanzen, um die Multiplizierer 20 und 22 zu erreichen.Die Verzögerungsleitung 18 gewährleistet, dassbei jedem der Multiplizierer das von dem Quadratur-Verteiler 19 undder DPF 32 kommende Signal derart zeitlich angeordnet ist,dass sie sich auf denselben Punkt in der Wellenform des Sender-Ausgangssignalsbeziehen. Dennoch wird in den meisten Fällen die DPF 42 absichtlicheine digitale Verzögerungzwischen den Signalen einfügen,die sie von den Verteilern 14 und 16 empfängt, umdie Genauigkeit der zeitlichen Anordnung der Signale innerhalb derDPF 42 zu verbessern. Der andere Hauptzweck der Verzögerungsleitung 18 istdie pseudo-simultane Abtastung der Sender- und RFPA-Ausgangssignale vomADC 48 zu ermöglichen.
    [0046] Die von der DPF 42 durchgeführte Verarbeitungder überdie ADCs 48 und 50 empfangenen Signale wird jetztdiskutiert.
    [0047] Wie vorstehend erwähnt, wirddas von dem ADC 50 erzeugte digitale Hüllensignal verwendet den Vorverzerrungserzeugungsprozessanzusteuern. Die FPGA-Komponente der DPF 42 enthält eine I-KanalnachschlagetabelleLUT-I und eine Q-Kanalnachschlagetabelle LUT-Q. LUT-I und LUT-Qwerden überdas digitalisierte Hüllkurvensignaladressiert. Jede der Nachschlagetabellen LUT-I und LUT-Q ist eineTabelle digitaler Werte, die von Werten des adressierenden Signals(das das digitalisierte Hüllkurvensignalist) indiziert. Jeder Wert der Nachschlagetabelle ist einem Bereichvon Werten des Hüllkurvensignalsderart zugeordnet, dass wenn ein Abtastwert des adressierenden Signalseiner der Nachschlagetabellen überreichtwird, die Nachschlagetabelle den enthaltenden Wert abrufen und ausgeben wird,der dem Wert der Abtastung des adressierenden Signals zugeordnetist, der der Nachschlagetabelle überreichtwurde.
    [0048] Demnach wird sowohl LUT-I als auchLUT-Q einen Datenstrom von digitalen Abtastwerten des Hüllkurvensignalsempfangen und als Antwort Datenströme von Abtastwerten ausgeben,die die I- bzw. Q-Kanal-Korrektursignale bilden, die auf den Vektormodulatordurch die DACs 44 bzw. 46 angewendet werden, umdas Eingangssignal an den RFPA 26 vorzuverzerren.
    [0049] In dem vorliegenden Beispiel istder FPGA auch fürdie Quadratur-Demodulierung der abwärts gewandelten Signale verantwortlich,die die DPF 42 durch den ADC 48 erreichen (obwohldiese Demodulierung von dem DSP der DPF 42 in weiterenAusführungsformenunternommen werden könnte).Dieser Quadratur-Demodulierungsprozess wandelt jeden von dem ADC 48 ausgegebenenAbtastwert in eine Quadratur-Doublette, die I- und Q-Abtastwerte zur Verwendungvon dem DSP innerhalb der DPF 42 umfasst.
    [0050] Die Verarbeitung, die von dem DSPmit den Quadratur-Doubletten durchgeführt wird, wird nun im Folgendenmit Hilfe von 2 beschrieben.
    [0051] Der DSP unterstützt vier erste Ein-, erste Aus-(FIFO)Puffer 51, 52, 54 und 56. Quadratur-Doubletten DT des Sender-Ausgangssignals von dem FPGAwerden zu den Puffern 51 und 52 gesendet. DiePuffer 51 und 52 speichern jeweils die I- und Q-Teilevon jeder Quadratur-Doublette,die sie empfangen. Quadratur-Doubletten DA desRFPA-Ausgangssignals von dem FPGA werden an die Puffer 54 und 56 gesendet.Die Puffer 54 und 56 speichern jeweils die I-und Q-Teile von jeder Quadratur-Doublette, die sie empfangen.
    [0052] Die DPF 42 betätigt denSchalter 32 so, dass die Quadratur-Doubletten in die Puffer 51 bis 56 in Zyklengeladen werden. Am Anfang eines jeden Zyklusses/Zyklus wird derSchalter 32 gesetzt, um dem ADC 48 zu ermöglichen,das Sender-Ausgangssignal abzutasten. Das FPGA erzeugt dann eineSerie von Doubletten DT aus den von demADC 48 erzeugten Abtastwerten. Eine vorbestimmte AnzahlN der frühestenDoubletten DT werden verworfen, da sie unzuverlässig sind,da sie sich auf Abtastwerte beziehen, die während der Ausregelzeit desSystems im Anschluss der Einstellung von Schalter 32 genommenwurden. Der Rest der Serien von Doubletten DT wirdvon den Puffern 51 und 52 erfasst. Der Schalter wirddann gesetzt, um dem ADC 48 zu ermöglichen, das RFPA-Ausgangssignalabzutasten. Das FPGA beginnt dann eine Serie von Doubletten DA zu erzeugen. Erneut werden die N frühesten DoublettenDA aufgrund der Ausregelzeit des Systemsverworfen und der Rest der Serien von Doubletten DA wirdvon den Puffern 54 und 56 erfasst. Die Einstellungdes Schalters aus dem Zustand, in dem der ADC 48 and denVerteiler 14 angeschlossen ist, in den Zustand in dem derADC 48 an den Verteiler 16 angeschlossen ist,ist derart zeitlich festgelegt, dass die erste Doublette Da diein dem Zyklus von den Puffern 54 und 56 erfasstwird, pseudosimultan mit der ersten Doublette DT ist,die von den Puffern 51 und 52 früher in dem Zykluserfasst wurde. Der Zyklus endet, wenn die Anzahl der DoublettenDA, die von den Puffern 54 und 56 erfasstwurden, der Anzahl der Doubletten DT gleichist, die von den Puffern 51 und 52 früher in dem Zykluserfasst wurden.
    [0053] Jede Iteration dieses Zyklusses/Zyklusfüllt diePuffer 51–56.Der DSP verarbeitet die Inhalte der Puffer in einer Art und Weise,die im Folgenden mit Bezug auf 2 erklärt wird.
    [0054] Es versteht sich, dass die PufferReihen von Werten, die in den Puffern 51 bis 56 gehaltenwerden, derart angeordnet sind, dass wenn man jede gegebene Positionin der Reihe der Werte in dem Puffer 51 und die gleichePosition, die in der Reihe wie in den Puffern 51–56 gehaltenwird, untersucht, dann die Werte, die in den Puffern 51 und 52 angegebensind, eine Doublette DT bilden und die Werte,die in den Puffern 54 und 56 angegeben sind, eineDoublette DA bilden, die pseudo-simultanmit der Doublette ist, die durch die Werte in den Puffern 51 und 52 angegeben sind.
    [0055] Der DSP ruft einen phasengleichenWert IT vom Kopf des Puffers 51 auf,einen Quadratur-PhasenwertQT vom Kopf des Puffers 52, einenphasengleichen Wert IA vom Kopf des Puffers 54 undeinen Quadratur-Phasenwert vom Kopf des Puffers 56 auf. DieWerte IT und QT bildeneine Doublette des Sender-Ausgangssignals und die Werte IA und QA bilden diepseudo-simultaneDoublette des RFPA-Ausgangssignals. Der DSP hat deswegen ein Paarvon pseudosimultanen Doubletten aus dem Puffer abgerufen.
    [0056] Unter Verwendung der abgerufenenpseudo-simultanen Doubletten berechnet der DSP dann Werte einerHüllkurven-Kenngröße PT und zwei Korrekturkenngrößen IC und QC. Der IC-Wert ist ein Korrekturfaktor zur Anwendungauf den Wert in der LUT-I, die von dem Wert des adressierenden Signals indiziertist, das dem berechneten PT-Wert entspricht. Ebensoist der QC-Wert ein Korrekturfaktor zurAnwendung auf den Wert in der LUT-Q, der dem berechneten PT-Wert entspricht. Die Werte von IC, QC und PT werden aus den abgerufenen Paaren von Doublettenberechnet, unter Verwendung der Gleichungen: IC = (IT × IA) + (QT × QA)QC =(QT × IA) – (IT × QA)PT =(IT × IT) + (QT × QT)
    [0057] Die berechneten Werten von IC und QC werden aufdie Inhalte der Nachschlagetabellen (in einer später beschriebenen Art und Weise)angewandt, und der DSP fährtdann fort, die Werte aufzurufen, die jetzt am Kopf der FIFO-Puffersind, um das nächstePaar von pseudosimultanen Doubletten zu erhalten. Der DSP berechnetIC-, QC- und PT-Werte fürdie nächsteDoublette und wendet die IC- und QC-Werte auf die zutreffenden Einträge der Nachschlagetabellean, wie von dem PT-Wert festgelegt. DerDSP verarbeitet jedes Doublettenpaar, das von den FIFO-Puffern indieser Art und Weise gehalten ist. Um eine Iteration des Korrekturprozessesabzuschließen,werden die Puffer mehrere Male wieder aufgefüllt und deren Inhalte, wievorstehend beschrieben, verarbeitet, um mehr IC-,QC- und PT-Wertezu erzeugen.
    [0058] Der Prozess der Anwendung der IC- und QC-Werte aufdie Nachschlagetabellen wird nun beschrieben. Während ihrer Verarbeitung derInhalte der Puffer, wird der DSP üblicherweise viele Paare vonIC- und QC-Wertenerzeugen und manche dieser Paare werden sich auf die gleichen Bereichedes Adressierungssignals der Nachschlagetabellen beziehen. Das heißt, dassmanche Werte der Nachschlagetabelle durch die Anwendung mehrererIC- oder QC-Werte verändert werden.Die IC- und QC-Wertewerden auf die Werte der Nachschlagetabelle in einer Art und Weiseangewandt, die den Effekt mehren IC- undQC-Werte mittelt, wo sie mit den selbenEinträgender Nachschlagetabelle angewandt werden. Der DSP erreicht dies,indem er fürjeden Eintrag der Nachschlagetabelle eine laufende Mittelung desKorrekturkenngrößenwertsdurchführt,der auf den Eintrag der Nachschlagetabelle angewendet werden soll. Üblicherweisewerden die laufenden Mittelungen unter Verwendung von Wörtern dargestellt, dieeine Anzahl von Bits, die größer istals die der von dem ADC 48 erzeugten Abtastwerte ist (dieGründe dafür werdenin Kürzeerklärt).Sobald alle der IC- und QC-Werteverarbeitet wurden, werden die laufenden Mittelungen zu ihren entsprechendenEinträgender Nachschlagetabelle addiert, um eine Iteration des Korrekturprozessesabzuschließen.
    [0059] Die Genauigkeit der Unterdrückung jederin dem RFPS-Ausgangssignal auftretenden Verzerrung hängt vonvielen Faktoren ab, einschließlichder digitalen Auflösung,der von dem ADC 48 erzeugten Abtastwerte. Die digitaleAuflösungdes ADC 48 ist die Anzahl der Bits, die der Wandler verwendetum jeden von ihm erzeugten Abtastwert darzustellen. In allgemeinenWorten wird eine Erhöhungder digitalen Auflösungdes ADC 48 zu einer Verbesserung der Genauigkeit der erreichtenVerzerrungsunterdrückung führen. AuftretendezufälligeFehler innerhalb des Systems, die beispielsweise durch ADC-Quantisierungverursacht werden, könnendazu führen,dass die Genauigkeit der erreichten Verzerrungsunterdrückung dieerforderliche unterschreitet, da der ADC 48 Abtastwerteerzeugt, die eine kleinere Anzahl von Bits als die eigentlich erforderlicheenthält.Durch die Verwendung von laufenden Mittelungen, die eine höhere Anzahlvon Bits enthalten, bei dem Korrekturprozess in den Nachschlagetabellen,kann die Differenz zwischen den eigentlichen und den erforderlichenAnzahlen von in den vom ADC 48 erzeugten Abtastwerten verwendetenBits beseitigt werden. Dieses entspricht einer Lockerung der Anforderung desADC 48 fürein gegebenes Maß anGenauigkeit in der erreichten Verzerrungsunterdrückung, welche ihrerseits zueiner Verringerung der Gesamtkosten des Systems führen kann.
    [0060] Es wird darauf hingewiesen, dassdie Abtastwerte der RFPA- und Sender-Ausgangssignale, die verwendetwerden, um die Werte der Nachschlagetabelle zu korrigieren, alledurch den Pfadweg 58 erhalten werden, der sich zwischendem Schalter 32 und dem ADC 48 erstreckt. Deswegenwerden alle Mechanismen, die in dem Pfad Fehler erzeugen, sowohl dieAbtastwerte des RFPA-Ausgangssignals, als auch die Abtastwerte deSender-Ausgangssignals derart beeinflussen, dass systematische Fehler,d.h. Fehler, die in ihrer Wesensart reproduzierbar sind, die durchden Pfad 58 eingeführtwerden, größtenteilsaufgehoben werden. Zum Beispiel, wenn systematische Fehler von demPfad 58 verursacht werden, dazu führen, dass ein pseudo-simultanesDoublettenpaar die Werte D'T und D'A anstelle von DT undDA aufweist, dann wird der DSP die beidenKorrekturkenngrößen unddie Hüllkurvenkenngröße veranlassen,die Werte I'C und Q'C und P'T anstelle von IC,QC und PT anzunehmen.Dennoch werden die Werte I'C und Q'C auf die von dem P'T-Wert festgelegten Nachschlagetabellenangewendet, anstatt dass die durch den Wert PT festgelegtenWerte der Nachschlagetabelle mit dem Ergebniss der durch den Pfad 58 eingeführten systematischenFehlern neutralisiert wird.
    [0061] Einige weitere Ausführungsformender Erfindung werden nun beschrieben.
    [0062] Mit Bezug auf die 1 und 2 inder oben beschriebenen Ausführungsformwird ein laufender Mittelungswert für jede der IC-und QC-Kenngrößen für jeden der Werte der Nachschlagetabellederart abgeleitet, dass der Mittelungsprozess die eigentliche Auflösung desADC 48 verbessert. Dennoch muss der Mittelungsprozess nichtauf die IC- und QC-Wertedirekt angewendet werden. In der vorhergehenden Ausführungsformbeispielsweise, die mit Bezug auf 1 und 2 beschrieben wurde, wirdeine laufende Mittelung fürdie IC- und QC-Wertefür alle Einträge in derNachschlagetabelle abgeleitet, um die systematischen Fehler zu korrigierenund die effektive Auflösungdes ADC 48 zu erhöhen.In einer weiteren Ausführungsformwird die Mittelung auf pseudo-simultane Paare anstatt auf die IC- und QC-Werte angewandt,wie jetzt beschrieben werden wird.
    [0063] Die abgewandelte Ausführungsformarbeitet in der ziemlich gleichen Art und Weise wie die in Bezugauf die 1 und 2 beschriebene, bis zu dem Punkt,bei dem der DSP beginnt, die in den FIFO-Puffern gehaltenen pseudo-simultanenDoublettenpaare zu verwenden. In der abgewandelten Ausführungsformbeinhaltet der DSP eine Serie von Behältern, wobei sich jeder davonauf einen unterschiedlichen Bereich oder die Kenngröße DT bezieht. Jeder dieser Bereiche entsprichteinem zugehörigen einender Bereiche des adressierenden Signals, das den Einträgen in denNachschlagetabellen entspricht. Mit anderen Worten, entspricht jederBehälter einemPaar von Einträgenaus der Nachschlagetabelle, einem in jeder der LUT-I und LUT-Q.Der DSP berechnet einen PT-Wert für jedespseudo-simultane Doublettenpaar das er aufruft und ordnet das Doublettenpaardem Behälterzu, dessen Bereich den berechneten PT-Wert beinhaltet.Auf diese Art und Weise kann der DSP all die Doublettenpaare inden FIFO-Puffernden PT-Behältern zuordnen. Der DSP führt laufendeMittelungen der Inhalte eines jeden Behälters durch, indem er MittelungswertIA-, Mittelungswert QA-,Mittelungswert IT- und Mittelungswert QT-Wertefür jedenBehälterberechnet. Diese Mittelungswerte werden dann verwendet, um mittlereIC- und QC-Wertefür jedenBehälterzu berechnen und diese Korrekturwerte werden auf ihre entsprechendenEinträgeder Nachschlagetabelle angewendet. Die Mittelung zum Zweck zufällige Fehlerzu vermeiden wird deswegen, im Vergleich zu der Ausführungsform,die frühermit Bezug auf die 1 und 2 beschrieben wurde, beieinem unterschiedlichen Punkt in dem Korrekturprozess ausgeführt.
    [0064] 3 zeigteine weitere Ausführungsform,in der die Verzögerungzwischen den Versionen der Sender- und RFPA-Ausgangssignale, diean den Schalter 32 gesendet werden, jetzt teilweise beieiner dazwischenliegenden Frequenz (IF) eingeschlossen sind, stattbei der in dem MTP verwendeten RF-Trägerfrequenz.
    [0065] Wie in 3 gezeigt,wurde die Verzögerungsleitung 18 aus 1 durch ein Verzögerungselement 18a ersetztund wurde durch eine zusätzliche Verzögerung ergänzt. DieVersion des RFPA-Ausgangssignals, das von dem MTP durch den Verteiler 16 umgelenktwird, wird mit einem Signal vom lokalen Oszillator 36a beidem Mischer 38a gemischt. Die Ausgabe des Mischers 38a beinhaltetsowohl aufwärtsgewandelte als auch abwärtsgewandelte Versionen des RFPA-Ausgangssignals. Die Ausgabe des Mischers 38a gehtdann durch ein Verzögerungselement 18b undwird dann an den Schalter 32 weiter geliefert. Die Versiondes Sender-Ausgangssignals, das von dem Verteilter 30 bereitgestelltwird, wird auch mit dem Ausgangssignal des lokalen Oszillators 36a beimMischer 58 gemischt. Die Ausgabe des Mischers 58,die sowohl aufwärtsgewandelte als auch abwärtsgewandelte Versionen des Sender-Ausgangssignals enthält, wirdbei dem Schalter 32 angewendet. Die Ausgabe des Schalters 32 wird durchBPF 40a gefiltert und dann bei dem ADC 48 angewendet.
    [0066] Die Mischer 38a und 58 habenden gleichen Aufbau und sie benutzen beide denselben lokalen Oszillators.Deswegen bewahrt der in 3 gezeigte Aufbaugrößtenteilsden Vorteil, dass die Abtastwerte der Sender- und RFPA-Ausgangssignale,die beim ADC 48 ankommen, im Wesentlichen der gleichen Fehlerquelleunterworfen sind.
    [0067] Die Ausgabe des Schalters 32 wirdsowohl aufwärtsgewandelte als auch abwärtsgewandelte Versionen, entweder des Sender-Ausgangssignals oder desRFPA-Ausgangssignals, enthalten. Der BPF 40a blockiertdie aufwärtsgewandelte Version des Signals. Die abwärts gewandelte Version desSignals, die durch den BPF 40a hindurch geht, ist bei derIF. Aufgrund der Tätigkeitdes BPF 40a überwachtder ADC 48 nur die abwärtsgewandelten Versionen des Signals, das von Mischer 38a geliefert wird.Deswegen muss das Verzögerungselement 18b nurausgelegt werden, um mit der Version der RFPA-Ausgabe arbeiten,die auf die IF abwärtsgewandelt wurde, da die aufwärtsgewandelte Version des RFPA-Ausgangssisgnals, das von dem Mischer 38a erzeugtwird, durch den BPF 40a verworfen wird. Dies ermöglicht mehrFlexibilitätbei der Gestaltung der Verzögerung 18b,da nur die FähigkeitIF-Signale zu handhaben von Interesse ist. In den meisten weiterenGesichtspunkten ist das System aus 3 demaus 1 identisch.
    [0068] In 1 arbeitetdie Verzögerungsleitung 18 mitRF-Signalen, die entlang des MTPs wandern. In der alternativen Ausführungsformvon 4 wurde die Verzögerungsleitung 18 durchein Verzögerungselement 18c ersetzt,das bei einer IF arbeitet.
    [0069] Die RF-Ausgabe des Senders 12 wirdmit einem Signal von LO 36b beim Mischer 60 gemischt. DieAusgabe des Mischers 60 enthält deswegen eine Version desSender-Ausgangssignals, die aufwärts gewandeltwurde und eine Version des Sender-Ausgangssignals, die auf die IFabwärtsgewandelt wurde, fürdie das Verzögerungselement 18c entworfen wurde.Ein weiterer Mischer 62 wird in den MTP an dem Ausgangdes Vektormodulators eingefügt.Der Mischer 62 mischt die Ausgabe des Vektormodulatorsmit der Ausgabe des LO 36b. Die Ausgabe des Mischers 62 enthält eineVersion des Sender-Ausgangssignals, das von dem Mischer 60 abwärts gewandeltund von dem Mischer 62 aufwärts gewandet wurde. Der BPF 64 ermöglicht nur,dass eine Version des Sender-Ausgangssignals dem RFPA 26 zugeführt wird.
    [0070] Da der BPF 64 alle Versionendes Sender-Ausgangssignals verwirft, ausgenommen die Version, dievon dem Mischer 60 auf die IF abwärts gewandelt wurde, ist nurdie Fähigkeitdes Verzögerungselements 18c dieSignale bei dem IF zu handhaben von Interesse, was zu größerer Flexibilität in derGestaltung und Ausführungdes Verzögerungselements 18c führt. In 4 befindet sich der Vektormodulatorzwischen den Mischern 60 und 62 in dem MTP. Dennochist es möglich,den Vektormodulator an der Ausgabe des Mischers 62 anzuordnen.In den meisten weiteren Gesichtspunkten ist das in 4 gezeigte System das gleiche wie dasin 1 gezeigte.
    [0071] 5 zeigtnoch eine weitere alternative Ausführungsform, in der die Verzögerungsleitung 18 aus 1 durch zwei Verzögerungselemente 18d und 18e ersetztwurde. Die Verzögerungselemente 18d und 18e befindensich in dem MTP jeweils an dem Eingang und dem Ausgang des Verteilers 14. Zusätzlich istder Verteiler 66 in dem MPT zwischen dem Sender 12 unddem Verzögerungselement 18d eingefügt. DerVerteiler 66 leitet eine Version des Sender-Ausgangssignalsvon dem MTP weg und führtes dem Schalter 32 zu. Deshalb lässt das System aus 5 den Verteiler 30 aus 1 aus.
    [0072] Die Anordnung der Verzögerungselemente in 5 erleichtert die Verwendungeiner SAW-Vorrichtungzur Verzögerung 18d.Da sich das Verzögerungselement 18d vordem Verteiler 14 befindet, der die Sender-Ausgangssignalhüllekurveninformation derDPF 42 bereitstellt, sind die Gruppen-Verzögerungswelligkeitsanforderungenund die Amplituden- und Phasenwelligkeitsanforderungen für die Ausführung derVerzögerung 18d alseine SAW-Vorrichtung erheblich geringer. Das Verzögerungselement 18e kannals koaxiale Verzögerungsleitung ausgeführt werden.Der Einfluss der Gruppen-Verzögerungswelligkeitauf den Korrekturprozess zur Anpassung der Werte der Nachschlagetabellekann durch Ausführen einerkorrigierenden Filtertechnik innerhalb der DPF 42 angegangenwerden. In den meisten anderen Gesichtpunkten ist das System der 5 mit dem der 1 identisch.
    [0073] 6 zeigteine weitere alternative Ausführungsformin der das Verzögerungselement 18 aus 1 durch ein Verzögerungselement 18f ersetzt wurdeund durch ein weiteres Verzögerungselement 18g ergänzt wurde.Das Verzögerungselement 18g arbeitetbei der Version des RFPA-Ausgangssignals, das von dem Verteiler 16 zumSchalter 32 hin abgeleitet wird. Das Verzögerungselement 18g kannunter Verwendung einer SAW-Vorrichtung ausgeführt werden, obwohl es zu einerhohen Performanz fähigsein werden muss, weil alle durch das Verzögerungselement 18g eingeführten Fehler(wobei solche Fehler systematisch sind und/oder aufgrund von Nichtlinearitäten in derAntwort des Verzögerungselements)in der Version des RFPA-Ausgangssignals, das von Schalter 32 wahrgenommenwird offenbar werden, aber nicht in der Version des Sender-Ausgangssignals,das von dem Schalter 32 wahrgenommen wird, offenbar werden.Das heißt,dass Fehler, die aus dem Verzögerungselement 18g hervorgehen,nicht durch den Vergleichsschritt beseitigt werden, der bei dem Prozessder Korrektur der Werte der Nachschlagetabelle beteiligt ist, dervon dem DSP innerhalb der DPF 42 ausgeführt wird. In den meisten weiterenGesichtspunkten ist das System aus 6 dasgleiche wie das aus 1.
    [0074] Noch eine weitere Ausführungsformist in 7 gezeigt. DieAusführungsformaus 7 weicht von deraus 1 hauptsächlich dadurchab, dass eine bestimmte Funktionalität des Senders 12 aus 1 in die DPF 42a eingebundenwurde. Das System aus 7 beinhaltetauch eine Informationsquelle 66, die ein Basisbandsignalerzeugt, das Information enthält(z.B. kodierte digitale Sprache), die von der Basisstation zu sendenist. Das Basisband-Signal wird der DPF 42a zugeführt, wodessen Hüllkurveerfasst wird. Die Werte der Hüllkurvedes Basisband-Signals werden verwendet, die NachschlagetabellenLUT-I und LUT-Q zu indizieren, um die I- und Q-Kanal-Korrektursignalezur Anwendung auf den Vektormodulator in dem MTP zu erzeugen. DieDPF 42a beinhaltet auch einen DAC 68 zur Wandlungdes Basisband-Signals in ein analoges Signal, das auf einen Frequenz-Aufwärtswandlerangewendet wird, der schematisch durch den Mischer 17 undLO 72 dargestellt ist. Die Ausgabe des Aufwärtswandlersist ein RF-Signal bei der gewünschtenSendefrequenz und wird auf den Eingang des Verteilers 14 angewandt.Das RF-Ausgangssignal des Aufwärtswandlersist dem Ausgangssignal des Senders 12 in 1 äquivalent.In den meisten anderen Beziehungen ist das in 7 gezeigte System das gleiche wie das,das mit Bezug auf 1 beschrieben ist.
    [0075] 8 zeigteine Variation der in 7 gezeigtenArchitektur. In 7 wirddas von der Informationsquelle 66 erzeugte Basisband-Signalaufwärtsgewandelt und dem Vektormodulator zugeführt. In 8 wird dem Vektormodulator ein von einemKanalgenerator 74 erzeugtes Trägersignal zugeführt, dasein Trägersignalausgibt, dessen Frequenz in der Mitte des gewünschten RF-Sendekanals ist.
    [0076] Die Prozesse der Modulierung desBasisbandsignals an dem Ausgang des Kanalsynthesizers und der Vorverzerrungdes Eingangs zum RFPA 26 werden in dem System aus 8 kombiniert. Die Nachschlagetabellenin der DPF 42a werden durch die Hüllkurve des Basisbands adressiert,um Steuerungssignale zur Anwendung auf die Multiplizierer 20 und 22 indem Vektormodulator zu erzeugen. Die Werte, die in den Nachschlagetabellengespeichert werden, werden derart berechnet, dass sie dem Vektormodulatordie Information von dem Basisband-Signal mit einem geeigneten Vorverzerrungsmaß zuführen.
    [0077] Da die Information von dem Basisband-Signalund der Vorverzerrung gleichzeitig dem Eingangssignal zu dem RFPA 26 zugeführt werden,ist es nicht möglich,ein Signal von dem zu dem RFPA 26 führenden Pfad bereitzustellen,das mit der Ausgabe des RFPA 26 verglichen werden könnte, um restlicheVerzerrung in dem RFPA-Ausgangssignal aufzudecken. In frühen Ausführungsformenermöglichteder Vergleich, der mit den von dem Schalter 32 von denVerteilern 14 und 16 erworbenen Signalen durchgeführt wurde,das das Auftreten von Fehlern in dem Pfad 80, von dem Schalter 32 zuder DPF 42a, größtenteilsmissachtet wurde. Dennoch kann ein solcher Vergleich in dem Systemaus 8 in der Abwesenheiteines Signals, das zu dem Vergleichs-Prozess beitragen könnte, vondem Pfad, der zu dem RFPA 26 führt, durchgeführt werden.
    [0078] Um dieses Problem zu lösen, empfängt der Schalter 32 einBezugssignal von einer Bezugssignalquelle 76 anstatt einesSignals von dem Pfad, der zu dem RFPA 26 führt. DieDPF 42a kann den Schalter 32 ansteuern, das Signalvon der Bezugssignalquelle 76 zu der DPF 42a zusenden. Die DPF 42a wird von den Charaktereigenschaftendes von der Bezugssignalquelle 76 erzeugten Signals inKenntnis gesetzt und ist deswegen im Stand auftretenden Fehler,die bei der Abwärtswandlung,Filterung und Analog-Zug-Digital-Wandlungsprozessen, die in dem Pfaddurchgeführtwerden, der von dem Schalter 32 zu der DPF 42a führt, zumessen. Die DPF 42a verwendet diese Fehlermessungen, umAbtastwerte des RFPA-Ausgangssignals einzumessen, die über Schalter 32 erhaltenwerden. Die eingemessenen Abtastwerte können dann mit dem Basisbandsignal vonder Informationsquelle 66 verglichen werden und alle auftretendenAbweichungen könnender restlichen Verzerrung in dem RFPA-Ausgangssignal zugeordnetwerden. In den meisten anderen Gesichtspunkten ist das in 8 gezeigte System das gleiche wiedas mit Bezug auf 1 beschriebene.
    [0079] 10 zeigteine Variante der Architektur aus 1,in der der Abwärtswandlerausgelassen wurde, der durch den Oszillator 36 und denMixer 38 angedeutet ist. Der ADC 48 ist angeordnet,Unter-Abtastung der Signale durchzuführen, die er von dem Schalter 32 empfängt, umeine Abwärtswandlungder Signale zu erreichen, statt des ausgelassenen Abwärtswandlers.Die untere Abtastrate des ADC 48 erlaubt auch direktesAbtasten von relativ niederfrequenten MTP-Signalen, die keine Abwärtswandlung benötigen, bevorsie den ADC 48 erreichen. In den meisten weiteren Gesichtspunktenist das in 10 gezeigteSystem das gleiche wie das in Bezug auf 1 beschriebene.
    权利要求:
    Claims (29)
    [1] Ein Verfahren zur Steuerung eines Verstärkers, wobeidas Verfahren umfasst: einen Abtastschritt unter Verwendungeines Abtasters, um sowohl digitale Abtastwerte eines Ausgangssignalsdes Verstärkersals auch eines Bezugsignals zu erhalten, einen Ableitungsschritt,wobei aus den Abtastwerten Werte einer ersten Kenngröße und zugeordneteWerte einer zweiten Kenngröße erhaltenwerden, einen Mittelungsschritt zur Mittelung der ersten Kenngrößenwerte über Bereicheder zweiten Kenngröße, derart,dass fürjeden Bereich ein Mittelungswert der ersten Kenngröße erhaltenwird, indem die ersten Kenngrößenwertegemittelt werden, deren zugeordnete zweite Kenngrößenwertein dem Bereich liegen, einen Erzeugungsschritt zur Erzeugung einesSteuerungssignals fürden Verstärkeraus den Mittelungswerten, einen Unterdrückungsschritt, wobei die Abtastwertedes Bezugssignals verwendet werden, um die Wirkung auf das Steuerungssignal derFehler beim Betrieb des Abtasters zu hemmen und einen Steuerungsschritt,wobei das Steuerungssignal auf den Verstärker angewendet wird, um den Betriebdes Verstärkerszu regeln.
    [2] Ein Verfahren gemäß Anspruch1, in dem das Bezugssignal eine bekannte Eigenschaft hat und der Unterdrückungsschrittdas Einmessen des Abtasters auf der Grundlage der bekannten Eigenschaftumfasst.
    [3] Ein Verfahren gemäß Anspruch1, in dem das Bezugssignal ein Eingangssignal ist, das der Verstärker eingerichtetist zu verstärken,um das Ausgangssignal zu erhalten.
    [4] Ein Verfahren gemäß Anspruch1, in dem das Bezugssignal ein Eingangssignal ist, das der Verstärker eingerichtetist zu verstärken,um das Ausgangssignal zu erhalten und der Unterdrückungsschrittdas Vergleichen eines Eingangssignalabtastwerts mit einem entsprechendenAusgangssignalabtastwert umfasst, um einzuschätzen, ob das Steuerungssignal zutreffendist, wenn das Eingangssignal den von dem Eingangssignalabtastwertangezeigten Zustand hat.
    [5] Ein Verfahren gemäß Anspruch1, in dem die Mittelungswerte Korrekturfaktoren zur Anwendung aufdas Steuerungssignal sind.
    [6] Ein Verfahren gemäß Anspruch1, in dem die Mittelungswerte Werte des Steuerungssignals sind.
    [7] Ein Verfahren gemäß Anspruch1, in dem die Mittelungswerte Quadratur-Format-Komponenten eines der abgetastetenSignale sind und zur Verwendung bei der Erzeugung des Steuerungssignalsbestimmt sind.
    [8] Ein Verfahren gemäß Anspruch1, in dem zumindest eins der Bezugs- und der Ausgangssignale sicheiner Vorverarbeitung unterziehe, bevor es dem Abtastschritt unterzogenwird.
    [9] Ein Verfahren gemäß Anspruch1, in dem das Bezugssignal ein Eingangssignal ist, das der Verstärker eingerichtetist zu verstärken,um das Ausgangssignal zu erhalten, der Abtaster eingerichtet istdie Eingangs- und Ausgangssignale von jeweils ersten und zweitenPunkten aus innerhalb mit dem Verstärker verbundenen Schaltkreisenabzutasten und der Abtastschritt zeitlich festgelegt ist, eine Laufzeitverzögerung inden Schaltkreisen zwischen den Punkten zu verwenden, um einzurichten,dass im Wesentlichen die gleichen Teile des Eingangs- und Ausgangssignalsabgetastet werden.
    [10] Eine Steuerung füreinen Verstärker,wobei die Steuerung umfasst: einen Abtaster, um sowohl digitaleAbtastwerte eines Ausgangssignals des Verstärkers als auch eines Bezugsignalszu erhalten und eine Verarbeitungseinrichtung, um aus den AbtastwertenWerte einer ersten Kenngröße und zugeordneteWerte einer zweiten Kenngröße zu erhalten,wobei die ersten Kenngrößenwerte über Bereicheder zweiten Kenngröße derartgemittelt werden, dass fürjeden Bereich ein Mittelungswert der ersten Kenngröße erhaltenwird, indem die ersten Kenngrößenwertegemittelt werden, deren zugeordnete zweite Kenngrößenwertein dem Bereich liegen, wobei ein Steuerungssignal für den Verstärker ausden Mittelungswerten erzeuget wird und wobei die Abtastwerte desBezugssignals verwendet werden, um die Wirkung auf die Steuerungssignalevon Fehlen beim Betrieb des Abtasters zu hemmen.
    [11] Eine Steuerung gemäß Anspruch 10, wobei das Bezugssignaleine bekannte Eigenschaft hat und die Einrichtung eingerichtet ist,den Abtaster auf der Grundlage der bekannten Eigenschaft einzumessen.
    [12] Eine Steuerung gemäß Anspruch 10, wobei das Bezugssignalein Eingangssignal ist, das der Verstärker eingerichtet ist zu verstärken, umdas Ausgangssignal zu erhalten.
    [13] Eine Steuerung gemäß Anspruch 10, wobei das Bezugssignalein Eingangssignal ist, das der Verstärker eingerichtet ist zu verstärken, umdas Ausgangssignal zu erhalten und die Einrichtung eingerichtetist, den Eingangssignalabtastwert mit einem entsprechenden Ausgangssignalabtastwertzu vergleichen, um einzuschätzen,ob das Steuerungssignal zutreffend ist, wenn das Eingangssignalden von dem Ausgangssignalabtastwert angezeigten Zustand hat.
    [14] Eine Steuerung gemäß Anspruch 10, wobei die MittelungswerteKorrekturfaktoren zur Anwendung auf das Steuerungssignal sind.
    [15] Eine Steuerung gemäß Anspruch 10, wobei die MittelungswerteWerte des Steuerungssignals sind.
    [16] Eine Steuerung gemäß Anspruch 10, wobei die MittelungswerteQuadratur-Format-Komponenteneines der abgetasteten Signale sind und zur Verwendung bei der Erzeugungdes Steuerungssignals bestimmt sind.
    [17] Eine Steuerung gemäß Anspruch 10, ferner eineSignalformstufe umfassend, um zumindest eins der Bezugs- und derAusgangssignale vor dem Abtaster vorzuverarbeiten.
    [18] Eine Steuerung gemäß Anspruch 10, wobei das Bezugssignalein Eingangssignal ist, das der Verstärker eingerichtet ist zu verstärken, umdas Ausgangssignal zu erhalten, der Abtaster eingerichtet ist dieEingangs- und Ausgangssignale von jeweils ersten und zweiten Punktenaus innerhalb mit dem Verstärkerverbundenen Schaltkreisen abzutasten und die Einrichtung eingerichtetist die Abtastung der ersten und zweiten Signale unter Verwendungeiner Laufzeitverzögerungin den Schaltkreisen zwischen den Punkten zu koordinieren, um einzurichten,dass im Wesentlichen die gleichen Teile des Eingangs- und Ausgangssignalsabgetastet werden.
    [19] Eine Steuerung gemäß Anspruch 10, wobei die Verarbeitungseinrichtungzumindest einen digitalen Signalprozessor und ein feldprogrammierbares Gate-Arrayumfasst.
    [20] Ein System umfassend: einen Verstärker, einenAbtaster, um sowohl digitale Abtastwerte eines Ausgangssignals desVerstärkersals auch eines Bezugsignals zu erhalten und eine Verarbeitungseinrichtung,um aus den Abtastwerten Werte einer ersten Kenngröße und zugeordneteWerte einer zweiten Kenngröße zu erhalten,wobei die ersten Kenngrößenwerte über Bereicheder zweiten Kenngröße derartgemittelt werden, dass fürjeden Bereich ein Mittelungswert der ersten Kenngröße erhaltenwird, indem die ersten Kenngrößenwertegemittelt werden, deren zugeordnete zweite Kenngrößenwertein dem Bereich liegen, wobei ein Steuerungssignal für den Verstärker ausden Mittelungswerten erzeuget wird und wobei die Abtastwerte desBezugssignals verwendet werden, um die Wirkung auf die Steuerungssignalevon Fehlern beim Betrieb des Abtasters zu hemmen.
    [21] Ein System gemäß Anspruch20, wobei das Bezugssignal eine bekannte Eigenschaft hat und die Einrichtungeingerichtet ist, den Abtaster auf der Grundlage der bekannten Eigenschafteinzumessen.
    [22] Ein System gemäß Anspruch20, wobei das Bezugssignal ein Eingangssignal ist, das der Verstärker eingerichtetist zu verstärken,um das Ausgangssignal zu erhalten.
    [23] Ein System gemäß Anspruch20, wobei das Bezugssignal ein Eingangssignal ist, das der Verstärker eingerichtetist zu verstärken,um das Ausgangssignal zu erhalten und die Einrichtung eingerichtetist, den Eingangssignalabtastwert mit einem entsprechenden Ausgangssignalabtastwertzu vergleichen, um einzuschätzen,ob das Steuerungssignal zutreffend ist, wenn das Eingangssignalden von dem Ausgangssignalabtastwert angezeigten Zustand hat.
    [24] Ein System gemäß Anspruch20, wobei die Mittelungswerte Korrekturfaktoren zur Anwendung aufdas Steuerungssignal sind.
    [25] Ein System gemäß Anspruch20, wobei die Mittelungswerte Werte des Steuerungssignals sind.
    [26] Ein System gemäß Anspruch20, wobei die Mittelungswerte Quadratur-Format-Komponenten eines der abgetasteten Signalesind und zur Verwendung bei der Erzeugung des Steuerungssignalsbestimmt sind.
    [27] Ein System gemäß Anspruch20, ferner eine Signalformstufe umfassend, um zumindest eins der Bezugs-und der Ausgangssignale vor dem Abtaster vorzuverarbeiten.
    [28] Ein System gemäß Anspruch20, wobei das Bezugssignal ein Eingangssignal ist, das der Verstärker eingerichtetist zu verstärken,um das Ausgangssignal zu erhalten, der Abtaster eingerichtet istdie Eingangs- und Ausgangssignale von jeweils ersten und zweitenPunkten aus innerhalb mit dem Verstärker verbundenen Schaltkreisenabzutasten und die Einrichtung eingerichtet ist die Abtastung derersten und zweiten Signale unter Verwendung einer Laufzeitverzögerung inden Schaltkreisen zwischen den Punkten zu koordinieren, um einzurichten,dass im Wesentlichen die gleichen Teile des Eingangs- und Ausgangssignalsabgetastet werden.
    [29] Ein System gemäß Anspruch20, wobei die Verarbeitungseinrichtung zumindest einen digitalen Signalprozessorund ein feldprogrammierbares Gate-Array umfasst.
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    同族专利:
    公开号 | 公开日
    CN1531195A|2004-09-22|
    US20050007191A1|2005-01-13|
    GB2400509B|2006-02-08|
    GB0405288D0|2004-04-21|
    KR20040080354A|2004-09-18|
    CN1531195B|2010-05-05|
    GB2400509A|2004-10-13|
    US6919764B2|2005-07-19|
    引用文献:
    公开号 | 申请日 | 公开日 | 申请人 | 专利标题
    法律状态:
    2011-01-20| 8139| Disposal/non-payment of the annual fee|
    优先权:
    申请号 | 申请日 | 专利标题
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